JPS6320908A - 適応型デイジタルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は任意の伝達関数全生成できる適応型ディジタル
フィルタに関し、特に以東速度が速く、例えばエコーキ
ャンセラに適用して好適な適応型ディジタルフィルタに
関するものである。

（従来の技術） 最近、ディジタル信号処理技術の急速な進歩により適応
型ディジタルフィルタ（ＡｄａｐｔｉｖｅＤｉｇｉｔａ
ｌ　Ｆｉｌｔｅｒ　、以後ＡＤＦと呼ぶ）がその適用範
囲の広さから注目を集めている。ＡＤＦの代表的な応用
例として、システム同定への適用がある。システム同定
とは、るる特性の知られていないシステム（未知システ
ム）の入出力データを基にしてその未知システムの特性
を推定することである。

第２図はＡＤＦによる未知システムの同定を説明する概
略図である。同図において４１は信号入力端子、４２は
推定誤差出力端子、４３は未知システム、４４はＡＤＦ
、４５は加算器である。またｘ　（ｋ）は時刻ｋにおけ
る未知システム４３及びＡＤＦ４４への入力、ｙ（ｋ）
は時刻ｋにおける未知システム４３の出力、ｙ（ト）は
時刻ｋにおけるＡＤＦ４４の出力、ｅ　（ｋ）は時刻ｋ
における推定誤差、Ｈ（Ｚｌは未知システム４３の伝達
関数、Ｈ（ｚｌはＡＤＦ４４の伝達関数である。第２図
に示すような構成で評価関数Ｊ＝ｅ（ｋ）”ｉ考えたと
き、Ｊ＝Ｏとなれば未知システム４３の特性’ｔＡＤＦ
４４が正しく推定しているものとみなす。

ＡＤＦｅ上記のよって用いた具体例としてエコーキャン
セラがある。このエコーキャンセラは。

たとえば近年ニーズが高１＃）つつめる遠隔会議システ
ムに適用されている。第３図はエコーキャンセラを遠隔
会議システムに適用した場合の構成を概略的に示した図
である。同図において５１−１．。

５１−２はマイクロホン、５２−１　、５２−２はスピ
ーカ、５３−１　、５３−２はエコーキャンセラ、５４
−１゜５４−２は伝送路、聞−１、５５−２はＡＤＦ、
５６−１゜５６−２は音響結合路である。一般に遠隔会
議システムでは、第３図に示すようにスピーカとマイク
ロホンが一体化された音声端末が用いられている〇この
ためスピーカとマイクロホン間に音響的な結合が生じ、
これによりスビー力から出力された信号がマイクロホン
に回り込み通話品質が著しく劣化されてしまう。第３図
の例ではスピーカ５２−１とマイクロホン５１−１との
間及びスピーカ５２−２とマイクロホン５１−２との間
にそれぞれ音響結合路５６−１　、５６−２が形成され
るわけであるが、エコーキャンセラ５３−１　、５３−
２　’に設けることにより、スピーカからマイクロホン
への回り込み信号を除去することができる。

上記のようなエコーキャンセラのＡＤＦ、！：しては、
従来は第４図に示されるようなＡＤＦが用いられていた
（例えば、「昭和６０年度電子通信学会情報・システム
部門全国大会Ｊ、３６６、ｐ２−１０７　）。第４図に
おいて、このＡＤＦはＭ個（ＭＦｉｔ以上の整数）の基
本区間から構成されている。１つの基本区間はＭ番目の
基本区間を除いて、２次巡回型ディジタルフィルタＦｌ
（１単位時間の遅延素子６２−１及び６３−１’ｉ有す
る）、２次非巡回型ディジタルフィルタＦ２及び１次非
巡回型ディジタルフィルタＦ３ｔ−具備して構成されて
いる。２次非巡回型ディジタルフィルタＦ２は、２次巡
回型ディジタルフィルタの単位円に関する鏡像の位置に
零点を有する。Ｍ番目の基本区間は、２次巡回型ディジ
タルフィルタと１次非巡回型ディジタルフィルタとを具
備して構成されている。

Ｍ個の各基本区間の第１の出力０ＵＴＩは加算器６４の
入力に接続され、加算器６４の出力はＡＤＦの出力とな
る。１番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の第２
の出力０ＵＴ２は次段の入力に接続されている。また、
１番目の基本区間の入力はＡＤＦの入力となる。

このように構成されたＡＤＦにおいては、可変係数が各
々ｐｔ　ｌ　ｑｔ　ｌ　ｐｔ　ｌ　ｑｔ　ｍ　”’＋　
ｐＭ＋　ｑＭである可変係数乗算器６０−１　、６１−
１　、６０−２　、６１−２．・・・、　６０−Ｍ　、
　６１−Ｍへの各入力信号φ、（ｋ。

φ＋０ｃ−ｔ）、φ１（ｋ）、φｔ（ｋ−ｔ）、・・・
、φｕ（ｋｌ。

φＭ（ｋ−１）の間に次式の関係が成立している。

ただし、１　ｚｌ　＋　２　＋・・・、Ｍ；Ｊ＝１，２
．・・・。

Ｍ；ｉ←ｌで、　　は時刻ｋについての平均化操作を示
す。すなわち、ＡＤＦ−ｉとＡＤＦ−／との間の可変係
数乗算器への入力は互いに直交している。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第４図に示すような従来のＡＤＦでは、
次式に示すように、 φｔ（Ｗφ１（ｋ−ｔ）神Ｏ・・・・・・・・・・・・
１２＋（ただし、１　”　ｌ　ｅ　２　＋・・・、Ｍ）
各基本区間における可変係数乗算器６０−１の入力信号
φｉ（Ｗと可変係数乗算器６１−１の入力信号φ１（ｋ
−ｔ）との積の平均値はＯではなく、しかも入力信号φ
、（絹、φ＊（ｋ）、・・・、φｕ（ｋ）の各２乗平均
値くない。

φ１（ｋ）←φ詠）（ただし、ｉ←Ｅ）・・・・・・・
・・（３）との九め、可変係数Ｐ＋、（１１，Ｐ２．　
（１２，・・・　。

ｐＭ　ｌ　ｑＭの収束速度が遅いという問題点がめった
。

本発明は、以上述べた従来のＡＤＦＯ問題点を解決し、
可変係数乗算器の可変係数の収束速度の速いＡＤＦｔ’
提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、Ｍ個（Ｍは１以上の線数）の基本区間を縦続
接続し。

順に縦続接続された（Ｍ−１）番目までの各基本区間は
入力端子と第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、
一方Ｍ番目の基本区間は入力端子と第１の出力端子を有
し、 １番目の基本区間の入力端子は当該適応型ディジタルフ
ィルタの信号入力端子を構成し、２番目からＭ番目まで
の各基本区間の入力端子はその直前の基本区間の第２の
出力端子に接続され、各基本区間の第１の出力端子で得
られる信号を加算したものを当該適応型ディジタルフィ
ルタの出力とする適応型ディジタルフィルタを対象とす
る。

本発明は上記適応型ディジタルフィルタにおいて、第１
に、Ｍ個の各基本区間の入力端子から第１の出力端子に
至る経路を、２次巡回型ディジタルフィルタと入力が前
記２次巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回路に接
続される１次非巡回型ディジタルフィルタとの縦続接続
により構成する。

第２に、１番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の
入力端子から第２の出力端子に至る経路を、前記２次巡
回型ディジタルフィルタと２次非巡回型ディジタルフィ
ルタとの縦続接続により構成する。

第３に１ｍ番目（ｌ≦ｍ≦Ｍ）の各基本区間の前記１次
非巡回型ディジタルフィルタを、これに入力される信号
ｕｍ（ｋ）に乗算器で係数Ｒｍを乗じた信号と、時刻に
−１で前記１次非巡回型ディジタルフィルタに入力され
た信号ｕｍ（ｋ−１）とを第１の加算器で加算し、その
出力に第１の可変係数乗算器で可変係数■ｍを−乗じ、
さらにその出力ｇｍ（ｋｌに第２の可変係数乗算器で可
変係数ｄ　ｍ（ｋ）を乗じた信号ｄｍ（ｋ）・ｇ　ｍ（
ｋ）と、前記信号ｕ　ｍ［ｋ）に第３の可変係数乗算器
で可変係数Ｓｍを乗じ、さらにその出力■ｍ（ｋ）に第
４の可変係数乗算器で可変係数ｃｍ（ｋ）ｙｋ乗じた信
号ｃｍ（ｋ）　１　■ｍ（ｋ）とを第２の加算器で加算
する構成とする。

第４に、前記係数Ｒｍｔ−前記信号■ｍ（ｋ）とｇｍ（
ｋｌとが直交するように決定し、前記可変係数ｃｍ（ｋ
）。

ｄｍ（ｋ）（ｍ＝　１　、２　、　、、、　、Ｍ）は各
時刻に毎に逐次、公知の適応制御法（学習同定法等）ｔ
−用いて修正する。

そして、第５に、前記可変係数■ｍ及び■ｍを前記第２
及び第４の可変係数乗算器への入力信号の２乗平均値が
等しくなるようにある一定時間毎に修正し、かつこの■
ｍ及び■ｍの修正時に修正前のＳｍ−ｃｍ（り及びＴ’
ｍ’ａｍ叫が修正後のＳ　・ａｍ　（ｋ）及びＴｍ−ｄ
ｍ（ｋ）とそれぞれ等しくなるように前記の逐次修正と
は別にｃｍＱｃ）及びｄｍ（ｋ）’に前記ある一定時間
毎に修正する。

また、本発明は上記１次非巡回型ディジタルフィルタを
、上記構成に代えて以下のとおり構成することにより得
られる。

すなわち、１次非巡回型ディジタルフィルタを、これに
時刻にで入力される信号ｕ　ｍ（ｋ）の１時刻前の信号
ｕｍ（ｋ　　１）に乗算器で係数Ｒｍ’Ｔｈ乗じた信号
と前記ｕｎ（ｋ）とを第１の加算器で加算し、その出力
を第１の可変係数乗算器で可変係数Ｓｍを乗じ、さらに
その出力■ｍｏｃ）に第２の可変係数乗算器で可変係数
ｃ　ｍ　Ｑｃ）を乗じた信号ｅ　ｍ（ｋ）　・′■ｍ（
ｋ）と、前記信号ｕｍ（ｋ−１）に第３の可変係数乗算
器で可変係数■ｍを−乗じ、さらにその出力ｇｍｆｋｌ
に第４る。

そして、前記係数Ｒｍｔ−前記信号ｆ　ｍ　（ｋｌとｇ
ｒｎ惺）とが直交するように決定し、前記可変係数ｃｍ
［ｋ）　＋　ｄｍＱｃ）（ｍ＝　ｔ　、　２、−、Ｍ）
は各時刻に毎に逐次、公知の適応制御法（学習同定法等
）を用いて修正する。

前記可変係数■ｍ及び■ｍは前記第２及び第４の可変係
数乗算器への入力信号の２乗平均値が等しくなるように
ろる一定時間毎に修正し、かつこの■ｍ及び■ｍの修正
時に修正前のＳｍ−Ｃｍ（ｋ）及びＴｍ−ｄｍ（ｋ）が
修正後のＳｍ−Ｃｍ（ｋ）及びＴ’ｍ’ｃｍ（ｋ）とそ
れぞれ等しくなるように前記の逐次修正とは別にｃ　ｍ
　（ｋｌ及びｄｍ（ｋ［−前記ある一定時間毎に修正す
る。

（作　用） １番目の基本区間の入力端子に供給された入力信号ＰＩ
（ｋ）は第１の乗算器、２次巡回型ディジタルフィルタ
及び２次非巡回型ディジタルフィルタを経て、第２の出
力端子に出力される。この第２の出力端子から出力され
た信号ｐ　ｔ　（ｋｌは、２番目の基本区間の入力端子
に供給され、１番目の基本区間と同様にして出力端子に
出力される。以下、同様にして動作し、（Ｍ−１）番目
の基本区間の第２の出力端子から信号Ｐ　Ｍ　（ｋｌが
出力され、Ｍ番目の基本区間に入力される。

一方、１番目の基本区間の入力端子に供給された入力信
号ｐｔ（ｋ）は第１の乗算器、前記２次巡回型ディジタ
ルフィルタ及び１次非巡回型ディジタルフィルタを経て
、第１の出力端子に信号ｙｔ（ｋ）が出力される。同様
に、２番目の基本区間の入力端子に供給されたＰ２（ｋ
）は、第１の出力端子に信号ｙｔ（ｋＪとして出力され
る。以下同様に、Ｍ番目までの基本区間の第１の出力端
子からｙａ（ｋ）、・・・１ｙＭ（ｋ）が得られる。こ
れらの信号ｙｓ　（ｋ）　、ｙｔ　Ｑｃ）　、・・・。

ｙＭ（ｋ）は加算され、当該ディジタルフィルタの出力
となる。

以上の作用は、上記２つの発明に共通である。

ここで、前者の発明では、特に１次非巡回型ディジタル
フィルタ七′上記のとおり構成し、係数Ｒｍ、、可変係
数Ｓ　ｍ　、　Ｔｍ　、　ｃ　ｍ（ｋ）、　ｄｍ　（ｋ
）　を上記のとおり設定しているので、各基本区間にお
いて第２及び第４の可変係数乗算器への入力信号は互い
に直交化し、しかもその入力信号の２乗平均値は互いに
等しい。勿論、基本区間相互の第２及び第４の可変係数
乗算器への入力信号も互いに直交化している。

同様にして、後者の発明では、特に１次非巡回型ディジ
タルフィルタを上記のとおり構成し、係数Ｒｍ、可変係
数Ｓ　ｍ＋　Ｔ　ｍ＋　ｃ　ｍＱｃｌ　＊　ｄ　ｍ（ｋ
）　’ｅ上記のとおり設定しているので、同様な作用効
果が得られる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。

第１図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の一実施例の構成を示す
図であり、同図（ａ）は本実施例の基本構成を示すブｏ
７り図、同図（ｂ）は同図（ａ）中のＡＤＦ−ｍ（ｍＪ
ｙＭ）の構成を示す回路図、及び同図［０）は同図（ａ
ｌ中のＡＤＦ−Ｍの構成を示す回路図である。

はじめに、第１図（ａ）　？参照して本実施０例の基本
構成を説明する。本実施例によるＡＤＦは、参照番号９
で示される破線によるブロックにて示されている。ＡＤ
Ｆ９は図示するように、Ａ　ＤＦ　−１゜ＡＤＦ−２，
・・・、ＡＤＦ−（Ｍ−１）、ＡＤＦ−Ｍを縦続接続し
た構成を具備する。ＡＤＦ−１では、この入力端子１０
−１より時刻にで信号Ｐｔ（ｋｌ（＝ｘ（ｋ）：とのＸ
（ｋ）は、入力端子ｌから供給される本実施例によるＡ
ＤＦ９の入力信号である）が入力され、同時刻にでＡＤ
Ｆ−２の入力端子１Ｏ−２（これは、ＡＤＦ−１からみ
れば出力端子でるる二以下、この出力端子を第２の出力
端子という）へ信号Ｐ２（ｋ）を送出すると同時に、第
１の出力端子１１−１へ信号ｙｔ（ｋ）ｔ−出力する。

ＡＤＦ−２では、時刻にで入力端子１０−２より前記信
号Ｐ２　（ｋ）が入力され、同時刻にでＡＤＦ−３の入
力端子１０−３へ信号Ｐ、（ｋ）ｔ−送出すると同時に
、第１の出力端子１１−２へ信号ｙｔ　（ｋｌを出力す
る。以下、ＡＤＦ−３，・・・。

ＡＤＦ−Ｍまでは同様な処理が順次行なわれる。

最終段のＡＤＦ−Ｍでは、入力端子１０−　Ｍより時刻
にでＡＤＦ−（Ｍ−１）の第２の出力端子（１〇−Ｍ）
から送出される信号ＰＭ（ｋ）が入力され、同時刻にで
第１の出力端子１１−Ｍへ信号ｙＭ［ｋ）全出力する。

ＡＤＦ−Ｍは第２の出力端子をもたない。

ＡＤＦ−１、ＡＤＦ−２、・・・、ＡＤＦ−（Ｍ−ｔ）
。

ＡＤＦ−Ｍの各々の第１の出力端子１１−１．１１−２
、・・・、１１−（Ｍ−１）、１１−Ｍにおける出力ｙ
ｌ（ｋ）　、ｙ２　（ｋ）　、・・・＋　’／　Ｍ−１
（ｋ）　＋　Ｖ　Ｍ（ｋ）は加算器８で加算され、その
結果がＡＤＦ９の時刻にでの出力ｙ（ｋＪとなる。

このように形成されるＡＤＦ９の出力ｙ　（ｋ）は、加
算器７により未知システム３の出力ｙ　［ｋｌから減じ
られ、出力端子２へ信号ｅ　（ｋ）が出力される。

次に、ＡＤＦ−ｍ（ｍ４Ｍ）の構成を第１図（ｂ）を参
照して説明する。ＡＤＦ−ｍ（ｍ〜Ｍ）は２次巡回型デ
ィジタルフィルタと、このフィルタの単位円に関する鏡
像の位置に零点を有する２次非巡回盟ディジタルフィル
タと、１次非巡回型ディジタルフィルタと全具備して構
成されている。２次巡回型ディジタルフィルタは加算器
１３−ｍ及び１４−ｍ、乗算器１５−ｍ及び１６−ｍ、
並びに単位遅延素子１９ｍ−１及び１９ｍ−２ｆ具備す
る。２次非巡回型ディジタルフィルタは単位遅延素子１
９ｍ　−１及び１９ｍ−２１乗算器１７−ｍ及び１８−
ｍ％並びに加算器２Ｏ−ｒｎ及び２１−ｍｔ−具備する
。１次非巡回型ディジタルフィルタは単位遅延素子１９
ｍ−１、第１の加算器Ｚ３−　ｍ、第２の加算器２７−
　ｍ、乗算器２２−ｍ、第１の可変係数乗算器２８−　
ｍ　、第２の可変係数乗算器２６−　ｍ、第３の可変係
数乗算器冴−ｍ及び第４の可変係数乗算器２５−　ｍ　
’ｆ１−具備する。

図示するように、１次非巡回凰ディジタルフィルタの入
力は、２次非巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回
路に接続されている。

このような構成要素は、次のとおυ結合している。まず
、入力端子１０−ｍから第１の出力端子１１−ｍに至る
経路は、図示するように、２次巡回型ディジタルフィル
タ及び１次非巡回型ディジタルフィルタの縦続接続によ
り構成されている。一方、入力端子１０−　ｍから第２
の出力端子１０−（ｍ＋１）に至る経路は、図示するよ
うに、２次巡回型ディジタ・ルフィルタ及び２次非巡回
型ディジタルフィルタの縦続接続により構成されている
。

次に、ＡＤＦ−Ｍの構成を第１図（Ｃ）ｔ−参照して説
明する。ＡＤＦ−Ｍは２次巡回型ディジタルフィルタと
、１次非巡回型ディジタルフィルタとを具備して構成さ
れている。２次巡回型ディジタルフィルタは加算器１３
−Ｍ及び１４−Ｍ、乗算器１５−Ｍ及び１６−Ｍ、並び
に単位遅延素子１９Ｍ−１及び１９Ｍ−２を具備する。

１次非巡回型ディジタルフィルタは単位遅延素子１９Ｍ
−１、第１の加算器器−Ｍ、第２の加算器２７−Ｍ、乗
算器η−Ｍ、第１の可変係数乗算器２８−Ｍ、第２の可
変係数乗算器２６−Ｍ、第３の可変係数乗算器２４−Ｍ
及び第４の可変係数乗算器２５−Ｍ’ｉ具備する。図示
するように、１次非巡回型ディジタルフィルタの入力は
、２次非巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回路に
接続されている。このＡＤＦ−Ｍの入力端子１０−Ｍか
ら第１の出力端子１１−Ｍに至る経路は、図示するよう
に、２次巡回型ディジタルフィルタ及び１次非巡回型デ
ィジタルフィルタの縦続接続により構成されている。

次Ｋ、本実施例の動作について説明する。

まず、第１図（ｂｌに示すＡＤＦ−ｍ（ｍＪｙＭ）の動
作を述べる。時刻ｋにおいてＡＤＦ−（ｍ−１）より送
出された信号Ｐｍ（ｋ）が入力端子１０−ｍより入力さ
れる（但し、ＡＤＦ−１では入力端子１よシ入力される
前記信号Ｘ（−すなわちｐ＋（ｋ）が入力端子１０−１
より入力される）。同時刻ｋにおいて、、乗算器１５−
ｍで信号ｕｍ（ｋ−１）　’ｋ　ａｍ倍した信号ａｍ−
ｕｍ（ｋｌ）と乗算器１６−ｍで信号ｕｍ（ｋ−２）’
（ｉ’ｂｍ倍した信号ｂｍ＊ｕｍ（ｋ−Ｌ）ｔ”位相反
転した信号−ｂｍ’ｕｍ（ｋ−１）とが加算器１４−ｍ
で加算され信号ｖｍ　（ｋｌ　’ｆ：得る。前記信号Ｖ
　ｍ　（ｋｌ　　と前記信号Ｐ、ｍ（ｋ）が同時刻にで
加算され信号ｕｍ（ｋとなる。この信号ｕｍ（ｋｌは単
位遅延素子１９ｍ−１への入力とな今叶刻にで単位遅延
素子１９ｍ−１に入力された信号ｕｍ（ｋ）は時刻の経
過と共に単位遅延素子１９ｍ−１，１９ｍ−２ｉ介して
順次シフトされてゆく。

また、同時刻ｋにおける単位遅延素子１９ｍ−２への入
力ｕｍ（ｋ−１）と乗算器２２−ｍにおいて単位遅延素
子１９ｍ−１への入力ｕｍ（ｋ）ｔ”ａｍ倍した信号Ｒ
ｍ　ｕｍ（ｋ）とを第１の加算器Ｚ３−ｍで加算後、第
１の可変係数乗算器２８−ｍで可変係数Ｔｒｎｔ乗じ、
信号■ｍ（ｋ）’ｊ：得る。また、前記信号ｕｍ（ｋ）
　を第３の可変係数乗算器２４−ｍで可変係数Ｓｍｔ−
乗じ、信号ｆｍ（ｋｌｆ、得る。前記信号■ｍ（ｋ）に
第４の可変係数乗算器２５−ｍで可変係数ｃｍ（ｋ）　
’ｔ−乗じた信号と、前記信号ｇ　ｍ　（ｋ）に第２の
可変係数乗算器２６−ｍで可変係数ｄｍ（ｋ）を乗じた
信号とを第２の加算器２７−ｍで加算し、同時刻ｋにお
けるＡＤＦ−ｍの出力Ｖｍ（ｋ）　ｔ−得、これを前記
出力端子１１−ｍに送出する。また、同時刻ｋにおいて
、前記信号ｕｍ（ｋ−１）は乗算器１８−ｍでａｍ倍さ
れ、その出力ａｍ−ｕｎ（ｋ）　ｔ−位相反転した信号
−ａｍ−ｕｍ（ｋ）と前記信号ｕｍ（ｋ−２）とを加算
器２１−ｍで加算し。

その出力と前記信号ｕｍ（ｌｄｔ乗算器１７−ｍでｂｍ
倍した信号とを加算器２０−ｍで加算し、その出力Ｐｍ
＋１（１Ｃ）がＡ　ＤＦ　−（ｍ＋１）の入力端子１０
−（ｍ＋１）へ送出される。

次に、第１図（ｃ）に示すＡＤＦ−Ｍの動作を説明する
。時刻ｋにおいて、ＡＤＦ−（Ｍ−１）より送出された
信号ＰＭ（ｋ）が入力端子１０−Ｍより入力される。同
時刻ｋにおいて１乗算器１５−Ｍで信号ｕＭ（ｋ−１）
ｅａｕ倍した信号ａｍ−ｕｇ（ｋ−１）と乗算器１６−
Ｍで信号ｕＭ（ｋ−２）をｂＭ倍した信号ｂＭ−ｕＭ（
ｋ　　１）ｔ−位相反転した信号−ｂＭ−ｕＭ（ｋ−１
）とが加算器１４−Ｍで加算され信号ｖＭ（ｋ）を得る
。前記信号ＶＭ（ｋ）と前記信号ＰＭ（ｋｌが同時刻に
で加算され信号ｕｕ（ｋ）となる。この信号ｕＭ（ｋ）
は単位遅延素子１９Ｍ−１への入力となる。時刻にで単
位遅延素子１９Ｍ−１に入力された信号ｕ　Ｍ（ｋ）は
時刻の経過と共に単位遅延素子１９Ｍ−１，１９Ｍ−２
を介して順次シフトされてゆく。また、同時刻ｋにおけ
る単位遅延素子１９Ｍ−２への入力ｕ４（ｋ−１）と乗
算器２２−Ｍにおいて単位遅延素子１９Ｍ−１への入力
ｕＭ（ｋ）ｔＲＭ倍した信号ＲＭ−ｕｇ（ｋ）とを加算
器２３−　Ｍで加算後、第１の可変係数乗算器路−Ｍで
可変係数ＴＭｅ乗じ、信号ｇＭ（ｋ）ｅ得る。また、前
記信号ｕＭ（ｋ）ｔ：第３の可変係数乗算器２４−Ｍで
可変係数ＳＭｔ−乗じ、信号ｆ　Ｍ　（ｋｌ　’に得る
。前記信号ｆＭｆ□□□に第４の可変係数乗算器２５−
Ｍで可変係数ｃＭ（ｋｌｅ乗じた信号と、前記信号ｇＭ
（ｋ）に第２の可変係数乗算器２６−Ｍで可変係数ｄＭ
（ｋ）ｅ乗じた信号とを加算器２７−Ｍで加算し、同時
刻ｋにおけるＡＤＦ−Ｍの出力ｙＭ（ｋ）ｅ得、これを
前記出力端子１１−Ｍに送出する。

以上説明した実施Ｐｉでは、ＡＤＦ−ｍ（ｍ＝ｔ。

２、・・・、Ｍ）の第２及び第４の可変係数乗算器２６
−ｍ及び２５−ｍへの入力信号を互いに直交化し、これ
らの入力信号の２乗平均値を互いに等しくすることによ
り、可変係数ｃｍ（ｋ）　、　ｄｍ（ｋ）の収束速度を
高速にしている。以下、この点について詳細に説明する
。

前述したように、従来のＡＤＦではＡＤＦ−ｉとＡＤＦ
−１（ただし、ｉ←ｌ）との間の可変係数乗算器への入
力は、前記（１）式に示すように、互いに直交している
が、ＡＤＦ−ｉ　（ｉ＝１．２　、・・・。

Ｍ）内の可変係数乗算器への入力は前記（２）式に示す
ように、直交していない。しかも、各ＡＤＦ−１（ｔ＝
ｔ＋２＋・・・、Ｍ）の前記信号φ１（ｋｌの２乗平均
値は、前記（３）式に示すように等しくない。

これに対し、本実施例では、前述したようにして可変係
数ｃｍ（ｋｌ　、ｄｍ（ｋ）の収束速度を高速にするた
めに、以下のとおり可変係数を制御する。

まず、ＡＤＦ−ｍ（ｍ＝１．２、−、・、Ｍ）内の第２
及び第４の可変係数乗算器２６−ｍ、２５−ｍへの入力
信号を互いに直交化するために、係数Ｒｍを以下の様に
決定する。

■ｍ（ｋ）　ｇｍ（ｋｌ　＝Ｓ　ｍ−ｕｍ（ｋ）　・Ｔ
ｍ（ｕｍ（ｋ−１）＋Ｒｍ−ｕｍ（ｋｌ　）　＝　０ より、Ｒｍは として求まる。（４）式で示される値にＲｍ（ｍ＝ｔ　
＋２、・・・、Ｍ）ｔ−設定すれば％ＡＤＦ−１、ＡＤ
Ｆ−２、・・・、ＡＤＦ−Ｍの可変係数乗算器２５−１
．２６−１．２５−２．２６−２　、・・・、２５−Ｍ
、２６−Ｍへの入力信号ｆｓ（ｋ）９ｇ＋（ｋｌ、ｆｚ
（ｋ）１ｇ２（ｋ）、・・・＋ｆａ（境。

ｇｕ（ｋ）は互いに直交する。

次に、前記信号ｆ＋　（ｋ）　１ｇ＋　（ｋ）　、ｆ２
（ｋ）　、　ｇｚ（ｋｌ　、・・・。

ｆｙ（ｋｌ　、　ｇｘ（ｋ）の２乗平均値を全て等しく
するために、前記可変係数Ｓ＋　、　Ｔｓ　、Ｓ２　、
Ｔｘ　、・・・、ＳＭ。

ＴＭｔ以下の様に制御する。ある一定時間り毎に、その
間の信号ｆｍ（ｋ）　１■ｍ（ｋ）の各２乗和の平均値
を求め、Ｓｍ、Ｔｍを各々、Ｆｍ、Ｇｍの逆数、すなわ
ち Ｓｍ＝１／Ｆｍ　　　　　　　（６ａ）Ｔｍ＝　ｌ／Ｇ
ｍ　　　　　　　（６ｂ）にする。このときに、同時に
、Ｃｍ（ｋ）　、ｄｍ（ｋ）の値を ｅｍ［ｋ）　　　−８ｍ　　　ｃｍ（ｋｌ　　　／Ｓｍ
（７ａ） ｄ、ｄｋ）　　　＝Ｔｍ　　　ｄｍ　　　／Ｔｍ（７ｂ
） に従って再設定する。ここで、（ＯＬＤ）はＬ時間毎に
（５ａ）　、　（５ｂ）　、　（６ａ）　、、（６ｂ）
　、　（７ａ）及び（７ｂ）の各式に従って変更される
可変係数Ｓ　ｍ＋Ｔｍ。

ｃ　ｍ　（ｋ）及びｄｍ（ｋ）の変更前の値、（ＮＥＷ
）は変更後の値である。この様にすれば、　（５ａ）　
、　（５ｂ）　。

（６ａ）及び（６ｂ）の各式に従うＳｍ、■ｍの変更に
より、信号ｆｍ（ｋｌ　、　■ｍ（ｋ）　　の各２乗平
均値を等しくでき、かつ、（９ａ）及び（９ｂ）の各式
に従うｃｍ（ｋ）。

ｄ　ｍ　（ｋ）の変更により、Ｓｍ、■ｍの変更に伴な
う可変係数乗算器２６−ｍ、２５−ｍの出力信号の瞬時
的なレベル変動を抑えることができる。

以上の様にすれば、ＡＤＦ−ｍの可変係数乗算器２５−
　ｍ及び２６−ｍへの入力はＡＤＦ−ｎ（但し、ｍ←ｎ
）の可変係数乗算器への入力と互いに直交化し、かつＡ
ＤＦ−ｍ内の２つの可変係数乗算器２５−ｍ及び２６−
ｍへの各入力も６互いに直交し、しかも全ての可変係数
乗算器２５−１．２６−１．・・・。

２５−Ｍ、２６−Ｍへの入力の２乗平均値は等しくなる
。この様にすれば、ＡＤＦ９の可変係数乗算器２５−１
．２６−１．・・・、２５−Ｍ、２６−Ｍへの入力より
なる相関行列は対角化され、かつ対角要素は等しいため
、この行列の固有直のばらつきがない。

従って、可変係数ｃ＋（ｋｌ　、　ａｔ（ｋ）　、　”
・ｌ　ＣＭ（Ｍ＋　、　ｄｙ（Ｍ＋の適応制御法として
公知の実現容易な傾斜法（最急降下法、学習同定法等〕
を用いても、収束速度は速い。

次に、本発明の別の実施例を第８図を参照して説明する
。本実施例の基本構成は第１図（ａ）に示すとおりで、
このうちＡＤＦ−ｍ（ｍ←Ｍ）は第５図（ａ）に示すと
おり構成され、ＡＤＦ−Ｍは第５図（ｂ）に示すとおり
構成される。本実施例は前述した第１図に示した先の実
施例と全く同一の効果が得られる。以下、先の実施例と
異なる部分についてのみ説明する。

第５図（ａ）及び（ｂ）に示すＡ　Ｄ　Ｆ　−ｍ　（ｍ
＝１　＋　２　＋・・・、Ｍ）において、２９−ｍは乗
算器、３０−ｍは第１の加算器、３５−ｍは第２の加算
器、３１−ｍは第１の可変係数乗算器、３２−ｍは第３
の可変係数乗算器、３３−ｍは第２の可変係数乗算器及
び３４−ｍは第４の可変係数乗算器である。このような
ＡＤＦｍ　（ｍ　＝１　ｒ　２　＋　”’　＋　Ｍ　）
においては、時刻ｋにおいてＡＤＦ−（ｍ−１）よシ送
出された信号Ｐｍ（ｋ）が入力端子１０−ｍより入力さ
れ、信号ｕｍ（ｋ）を得る処理及び信号ｕｍ（ｋｌ　＋
　ｕ’ｍ（ｋ−１）　、　ｕ　ｍ（ｋ−２）よシ信号Ｐ
ｍ＋１（ｋ）ｔ−得る処理は先の実施例と同一である（
但し、ＡＤＦ−Ｍにおいては先の実施例と同様、信号ｕ
Ｍ（ｋ）　＊　ｕＭ（ｋ−１）　＋　ｕｕ（ｋ−２）よ
シ信号Ｐ　Ｍ＋　ｔ　（ｋ）を得る処理は存在しない。

）。

異なる点は、信号ｕｍ（ｋ）　、　ｕｍ（ｋ−１）より
第２及び第４の可変係数乗算器３３−　ｍ　、　３４−
　　ｍへの入力信号■ｍ（ｋ）　、　■ｍ（ｋ）ｅ得る
処理である。同時刻ｋにおいて、単位遅延素子１９ｍ−
１への入力ｕｍ（ｋ）と、乗算器２９−ｍにおいて単位
遅延素子１９ｍ−２への人力ｕｍ（ｋ　　ｌ）Ｆｋｃｍ
＠　した（Ｆｊｉ　”５　Ｋ　ｍ’　ｕ　ｍ（ｋ　−１
〕とを加算器３０−　ｍで加算後、第１の可変係数乗算
器３１−ｍで可変係数９ｍを乗じ、信号チ傳）ヲ得る。

また、’ｊ、　ｍ　（ｋｌは、前記信号ｕＨ１（ｋ−１
）　ｋ第３の可変係数乗算器３２−ｍで可変係数Ｔｍを
乗じて得る。乗算器２９−　ｍの乗算係数ＲｍＯ値は先
の実施例における乗算器２２−　ｍの乗算係数ＲｍＯ値
と同一・の値を用い、また、可変係数乗算器３１−ｍ。

３２−ｍ　、３３−ｍ　、３４−ｍの可変係数Ｓｍ、Ｔ
ｍ。

ｃｍＱｃ）　、　ｄｍ（ｋ）の制御方法は先の実施例と
同様な方法を用いればよい。この様にすれば、ＡＤＦ　
−ｍの第２及び第４の可変係数乗算器３３−　ｍ　、　
３４−　ｍへの入力はＡＤＦ−ｎ（但し、ｍ”ｒｎ）の
対応する可変係数乗算器への入力と互いに直交化し、か
つＡＤＦ−ｍ内の２つの可変係数乗算器３３−ｍ。

３４−ｍへの各入力も互いに直交し、かつ全ての可変係
数乗算器３３−１．３４−１　、・・・、３３−Ｍ、３
４−Ｍへの入力の２乗平均値は等しくなるので、収束速
度は速い。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、ＡＤＦの各可変
係数乗算器への入力を各ＡＤＦ間及びＡＤＦ内で互いに
直交化し、かつ各入力の２乗平均値を等しくしたので、
各可変係数乗算器の可変係数の収束速度が高速であると
いう効果が得られる。

本発明は、エコーキャンセラ等に適用して好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａｌは本発明の一実施例の基本構成を示すブロ
ック図、第１図（ｂ）は第１図（ａ）中のＡＤＦ−ｍ（
ｍ←Ｍ）の構成を示す回路図、第１図ｆｃ）は第１図（
ａｌ中のＡＤＦ−Ｍの構成を示す回路図、第２図はＡＤ
Ｆによる未知システムの同定を説明するためのブロック
図、第３図はスピーカとマイクロホンとの間の音響的結
合で生じるエコーを消去するエコーキャンセラとしてＡ
ＤＦＴｈ用いた遠隔会議システムを説明するための図、
第４図は従来のＡＤＦδ榊成例金示す回路図、第５図（
ａ）は本発明の別の実施例のＡＤＦ−ｍ（ｍ−Ｍ）の構
成を示す回路図、及び第５図（ｂ）は本発明の別の実施
例のＡＤＦ−Ｍの構成を示す回路図である。 ｌ・・・入力端子、２・・出力端子、３・・未知システ
ム、７・・・加算器、８・・・加算器、９・・・適応型
ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）、１０−１　．１０−２
　、・・・。 １０−Ｍ・・・入力端子、１１−１．１１−２　、・・
・、１１−Ｍ・・・第１の出力端子、ρ−ｍ、２２−Ｍ
・・・乗算器、η−ｍ、Ｚ３−Ｍ・・・第１の加算器、
２４−　ｍ　、　２４−　Ｍ・−・第３の可変係数乗算
器、２５−　ｍ　、　２５　　Ｍ・・第４の可変係数乗
算器、２６−ｍ　＋　２６　　Ｍ・・第２の可変係数乗
算器、　２７−ｍ　、２７−Ｍ・・第２の加算器、四−
ｍ　、　２８−　Ｍ　・−・第１の可変係数乗算器、２
９−ｍ、２９−Ｍ・・・乗算器、３０−　ｍ　、　３０
−　Ｍ・・・第１の加算器、３１−ｍ　、３１−Ｍ−−
第１の可変係数乗算器、３２−　ｍ　。 ３２−　Ｍ　・・・第３の可変係数乗算器、３３−ｍ、
３３−Ｍ・・・第２の可変係数乗算器、３４　　ｍ、３
４　　Ｍ・・・第４の可変係数乗算器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）Ｍ個（Ｍは１以上の整数）の基本区間を縦続接続
   し、 順に縦続接続された（Ｍ−１）番目までの各基本区間は
   入力端子と第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、
   一方Ｍ番目の基本区間は入力端子と第１の出力端子を有
   し、 １番目の基本区間の入力端子は当該適応型ディジタルフ
   ィルタの信号入力端子を構成し、２番目からＭ番目まで
   の各基本区間の入力端子はその直前の基本区間の第２の
   出力端子に接続され、各基本区間の第１の出力端子で得
   られる信号を加算したものを当該適応型ディジタルフィ
   ルタの出力とする適応型ディジタルフィルタにおいて、 Ｍ個の各基本区間の入力端子から第１の出力端子に至る
   経路を、２次巡回型ディジタルフィルタと入力が前記２
   次巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回路に接続さ
   れる１次非巡回型ディジタルフィルタとの縦続接続によ
   り構成し、 １番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の入力端子
   から第２の出力端子に至る経路を、前記２次巡回型デイ
   ジタルフイルタと２次非巡回型ディジタルフィルタとの
   縦続接続により構成し、ｍ番目（１≦ｍ≦Ｍ）の各基本
   区間の前記１次非巡回型ディジタルフィルタは、これに
   入力される信号ｕ＿ｍ（ｋ）に乗算器で係数Ｒ＿ｍを乗
   じた信号と、時刻ｋ−１で前記１次非巡回型ディジタル
   フィルタに入力された信号ｕ＿ｍ（ｋ−１）とを第１の
   加算器で加算し、その出力に第１の可変係数乗算器で可
   変係数Ｔ＿ｍを乗じ、さらにその出力ｇ＿ｍ（ｋ）に第
   ２の可変係数乗算器で可変係数ｄ＿ｍ（ｋ）を乗じた信
   号ｄ＿ｍ（ｋ）・ｇ＿ｍ（ｋ）と、前記信号ｕ＿ｍ（ｋ
   ）に第３の可変係数乗算器で可変係数Ｓ＿ｍを乗じ、さ
   らにその出力ｆ＿ｍ（ｋ）に第４の可変係数乗算器で可
   変係数ｃ＿ｍ（ｋ）を乗じた信号ｃ＿ｍ（ｋ）・ｆ＿ｍ
   （ｋ）とを第２の加算器で加算する構成を有し、 前記係数Ｒ＿ｍを前記信号ｆ＿（ｋ）とｇ＿ｍ（ｋ）と
   が直交するように決定し、 前記可変係数ｃ＿ｍ（ｋ），ｄ＿ｍ（ｋ）（ｍ＝１，２
   ，…，Ｍ）は、各時刻ｋ毎に逐次、適応制御法を用いて
   修正し、 前記可変係数Ｓ＿ｍ及びＴ＿ｍは前記第２及び第４の可
   変係数乗算器への入力信号の２乗平均値が等しくなるよ
   うにある一定時間毎に修正し、かつこのＳ＿ｍ及びＴ＿
   ｍの修正時に修正前のＳ＿ｍ・ｃ＿ｍ（ｋ）及びＴ＿ｍ
   ・ｄ＿ｍ（ｋ）が修正後のＳ＿ｍ・ｃ＿ｍ（ｋ）及びＴ
   ＿ｍ・ｄ＿ｍ（ｋ）とそれぞれ等しくなるように前記の
   逐次修正とは別にｃ＿ｍ（ｋ）及びｄ＿ｍ（ｋ）を前記
   ある一定時間毎に修正することを特徴とする適応型ディ
   ジタルフィルタ。
2. （２）Ｍ個（Ｍは１以上の整数）の基本区間を縦続接続
   し、 順に縦続接続された（Ｍ−１）番目までの各基本区間は
   入力端子と第１の出力端子及び第２の出力端子を有し、
   一方Ｍ番目の基本区間は入力端子と第１の出力端子を有
   し、 １番目の基本区間の入力端子は当該適応型ディジタルフ
   ィルタの信号入力端子を構成し、２番目からＭ番目まで
   の各基本区間の入力端子はその直前の基本区間の第２の
   出力端子に接続され、各基本区間の第１の出力端子で得
   られる信号を加算したものを当該適応型ディジタルフィ
   ルタの出力とする適応型ディジタルフィルタにおいて、 Ｍ個の各基本区間の入力端子から第１の出力端子に至る
   経路を、２次巡回型ディジタルフィルタと入力が前記２
   次巡回型ディジタルフィルタの０次の非巡回路に接続さ
   れる１次非巡回型ディジタルフィルタとの縦続接続によ
   り構成し、 １番目から（Ｍ−１）番目までの各基本区間の入力端子
   から第２の出力端子に至る経路を、前記２次巡回型ディ
   ジタルフィルタと２次非巡回型ディジタルフィルタとの
   縦続接続により構成し、ｍ番目（１≦ｍ≦Ｍ）の各基本
   区間の前記１次非巡回型ディジタルフィルタは、これに
   時刻ｋで入力される信号ｕ＿ｍ（ｋ）の１時刻前の信号
   ｕ＿ｍ（ｋ−１）に乗算器で係数■＿ｍを乗じた信号と
   前記ｕ＿ｍ（ｋ）とを第１の加算器で加算し、その出力
   を第１の可変係数乗算器で可変係数■＿ｍを乗じ、さら
   にその出力■＿ｍ（ｋ）に第２の可変係数乗算器で可変
   係数ｃ＿ｍ（ｋ）を乗じた信号ｃ＿ｍ（ｋ）■＿ｍ（ｋ
   ）と、前記信号ｕ＿ｍ（ｋ−１）に第３の可変係数乗算
   器で可変係数■＿ｍを乗じ、さらにその出力■＿ｍ（ｋ
   ）に第４の可変係数乗算器で可変係数ｄ＿ｍ（ｋ）を乗
   じた信号ｄ＿（ｋ）・■＿ｍ（ｋ）とを第２の加算器で
   加算する構成を有し、 前記係数■＿ｍを前記信号■＿ｍ（ｋ）と■＿ｍ（ｋ）
   とが直交するように決定し、 前記可変係数ｃ＿ｍ（ｋ），ｄ＿ｍ（ｋ）（ｍ＝１，２
   ，…，Ｍ）は各時刻に毎に逐次、適応制御法を用いて修
   正し、前記可変係数■＿ｍ及び■＿ｍは前記第２及び第
   ４の可変係数乗算器への入力信号の２乗平均値が等しく
   なるようにある一定時間毎に修正し、かつこの■＿ｍ及
   び■＿ｍの修正時に修正前の■＿ｍ・ｃ＿ｍ（ｋ）及び
   ■＿ｍ・ｄ＿ｍ（ｋ）が修正後の■＿ｍ・ｃ＿ｍ（ｋ）
   及び■＿ｍ・ｄ＿ｍ（ｋ）とそれぞれ等しくなるように
   前記の逐次修正とは別にｃ＿ｍ（ｋ）及びｄ＿ｍ（ｋ）
   を前記ある一定時間毎に修正することを特徴とする適応
   型ディジタルフィルタ。