JPS63220764A

JPS63220764A - チヨツパの制御装置

Info

Publication number: JPS63220764A
Application number: JP5346587A
Authority: JP
Inventors: Takeaki Asaeda; 健明朝枝
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-03-09
Filing date: 1987-03-09
Publication date: 1988-09-14
Anticipated expiration: 2009-01-26
Also published as: JPH067741B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野］この発明は直流−直流電力変換するチョッパの制御装置
に関するものである。

〔従来の技術〕

第７図は例えば昭和６１年度電気学会全国大会講演論文
集、１１４７ページに示された従来のチョッパの制御装
置を示す回路構成図である０図において、１は直流電源
、２Ａ、２Ｂはこの直流電源１に接続された正群及び負
群の降圧チョッパであって、２段カスケード接続されて
おり、この降圧チョッパ２Ａ、２Ｂは次のように構成さ
れている。スイッチング素子４ａ及び４ｂが各々直流電
源１の正及び負極の電路に順方向に直列接続されコンデ
ンサ３ａ、３ｂ及びダイオード５ａ、５ｂが直流電源１
の両端間に直列接続された状態で互いにブリッジに接続
されている。このダイオード５ａ、５ｂは、上記スイッ
チング素子４ａ及び４ｂの出力側に上記直流電源１の極
性とは逆方向に接続され、上記コンデンサ３ａ、３ｂの
中間点と該ダイオード５ａ、５ｂの中間点が共通に接続
されている。６はフィルタ用のリアクトル、７はフィル
タ用のコンデンサで直列接続され、上記正群及び負群の
降圧チョッパ２Ａ、２Ｂの出力両端に接続されている。

また、８は負荷であってこのコンデンサ７の両端に並列
接続されている。９は電圧検出器で上記コンデンサ７の
電圧Ｖｃを検出する。１０は電圧制御器であって出力信
号Ｖｃｆｂと電圧基準Ｖｒｅｆの偏差を増幅する。１１
は上記降圧チョッパ２Ａ、２Ｂのチョッパ制御器、上記
電圧制御器１０の出力信号ｅｖｃと３角波変調信号発生
回路１３の出力信号Ｃａ及びＣｂのレベル比較を夫々行
いパルス幅変調制御をするパルス幅変調回路１２ａ、１
２ｂ　（以下ＰＷＭ回路と略す）及び前記ＰＷＭ回路１
２ａ、１２ｂの出力信号（ゲート信号ｅｇａ、　ｅｇｂ
）を増幅して上記降圧チョッパ２Ａ、２Ｂのスイッチン
グ素子４ａ、４ｂヘゲートパルスを供給するゲート増幅
器１４ａ、１４ｂがら構成される。

に従ってチョッパ出力側フィルタ用のコンデンサ７の出
力電圧Ｖｃを制御するように動作する。ＰＷｌ’１回路
１２ａ、１２ｂではこの電圧制御器１ｏの出力信号ｅｖ
ｃと３角波変調信号発生回路１３の変調信号Ｃａ、Ｃｂ
のレベル比較動作を行い、ゲート信号ｅ　ｇａ　、　ｅ
　ｇｂを発生する。ここで変調信号Ｃａ。

ｃｂは互いに１８０＠位相差を有しており、各変調信号
の周波数をｆｃで示している。ＰＷＭ回路１２ａでは変
調信号Ｃａと電圧制御１１１０の出力信号ｅｖｅのレベ
ル比較を行い、Ｃａ〉ｅｖｃの期間ｔ１〜ｔ４．ゲート
信号ｅｇａを発生する。ＰＷＭ回路１２ｂでは変調信号
ｃｂと電圧制御器１０の出力信号８ＶＣのレベル比較を
行い、同様にｃｂ〉ｅｖｃの期間ｔ１〜ｔいゲート信号
ｅＫｂを発生する。

このゲート信号ｅ　ｇａ　、　ａ　ｇｂの発生に従って
降圧チョッパ２Ａ、２Ｂのスイッチング素子４　ａ　ｔ
　４　ｂはオンオフ制御され、各降圧チョッパ２Ａ、２
ＢはＶｄ／２をピーク値とする方形波状の出力電圧Ｖｏ
ｕｔｌ及びＶｏｕｔ２を発生する。この雨降圧チョッパ
２Ａ、２Ｂの合成出力電圧Ｖｏｕｔは、各降圧チョッパ
２Ａ、２Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔ　１　、　Ｖｏｕｔ　２
がラップする期間（例えばｔ、〜ｔ２）では正、負群チ
ョッパの出力電圧ｖｏｕｔはＶｄとなり、ラップしない
期間（例えばｔ２〜ｔｉ）ではＶｄ／２となるようなリ
ップルを有する波形となる。なお、定常状層ではこの正
負群チョッパの出力電圧Ｖｏｕｔの平均値はコンデンサ
７の電圧平均値に一致する。

また、降圧チョッパ２Ａ、２Ｂの出力電流Ｉ　ｏｕｔの
平均値Ｉは負荷電流の平均値ＩＩ、に一致する。

このように変調信号Ｃａ、Ｃｂの位相を１８０°ずらす
ことにより、降圧チョッパ２Ａ、２Ｂをいわゆる２相チ
ョッパ動作させている。

なお第７図に示す従来の実施例では、説明が簡単なため
、負荷８として直流負荷を想定した説明したが、前記文
献に示されるように交流負荷であってもよい、この場合
にはチョッパ装置の出力端と交流負荷との間に直流−交
流変換器（インバータ）、絶縁変圧器、交流フィルタが
挿入されて設けられるが、電圧検出信号Ｖｃｆｂとして
交流負荷端の電圧の検出信号が用いられても、チョッパ
部の動作に関しては第７図に示すものと基本的には変ら
ない。

Ｃ発明が解決しようとする問題点〕従来のチョッパの制御装置は以上のように構成されてい
るので、負荷の電流急変あるいは直流人力電源の電圧変
動に対して電圧制御の応答が遅く。

またその応答を向上させるために電圧制御器１０の増幅
ゲインを上げるとチョッパ電流Ｉ　ｏｕｔが過電流にな
り易いなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、チョッパ電流の過電流を防止できるとともに
、電圧制御の応答を向上できるチョッパの制御装置を得
ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るチョッパの制御装置は負荷電流設けてチ
ョッパのスイッチング周期に同期させて、負荷電圧及び
チョッパ電流をデッドビート制御（有限整定側ｍ＞する
ようにしたものである。

〔作用〕

この発明におけるチョッパの制御装置はチョッパ番赤奉
嫡演算手段により負荷電流がフィードフにチョッパ出力
電流の平均値を予′Ｉｓ制御する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する０図中
、第７図と同一の部分は符号をもって図示した第１図に
おいて２１は直流電源の１の電圧を検出する電圧検出器
、２２はチョッパの出力電流Ｉ　ｏｕｔを検出するチョ
ッパ出力電流検出器、２３は負荷電流ＩＬを検出する負
荷電流検出器、２４はチョッパの出力電流Ｉ　ｏｕｔの
電流基準Ｉ　ｒｅｆを演算するチョッパ電流演算器であ
って、負荷８の電圧基準Ｖ　ｒｅｆ、コンデンサ７の電
圧検出器９の検出信号Ｖ　ｃｆｂ、上記負荷電流検出器
２３の検出信号Ｉｆ、ｆｌｌからサンプリング期間の平
均電流Ｉ　ｒａｆを演算する。２５は降圧チョッパ２Ａ
、２Ｂの導通幅ｔｃを演算するチヨ・ツバ導通演算器で
あって５上記電流基準Ｉｒｅｆ、直流電源のチョッパ出
力電圧検出器２１の検出信号Ｖｄｆｂ、コンデンサ７の
電圧検出信号Ｖｃｆｂ、チョッパ出力電流検出器２２ｅ
　ｖｃｘに変換する。１１ｘはチョッパ制御器であって
、２等辺３角形状の３角波変調信号発生回路１３ｘの出
力信号Ｃａｘ、Ｃｂｘと上記チョッパ導通幅演算器２５
の出力信号ｅ　ｖｅｘとのレベル比較を行い、パルス幅
変調制御するＰＷＭ回路１２ａｘ。

１２ｂｘ及びゲート増幅器１４ａ、１４ｂから構成され
る。

次に動作について説明する。最初に第２図を参照しＰＷ
Ｍ回路１２ａｘ、　１２ｂｘの動作から説明する。３角
波変調技術は従来から用いられてきた技術であって、第
８図に示されるような３角波の後縁部で導通幅を決定す
る後縁制御形、その逆に３角波の前縁部で導通幅を決定
する前縁制御形、また、第２図に示すように２等辺３角
形の前縁及び後縁の両縁で導通幅を決定する両縁制御形
が知られている。これら３種類のＰＷＭ制御方式につい
てチョッパ導通幅の演算アルゴリズムを比較検討した結
果、詳細は省略するが２両縁制御力式の場合には演算式
が最も単純化され、マイクロプロセッサ等によるディジ
タル制御を行う場合に比較的短時間で処理ができること
が分った。従ってこの発明ではＰＷＭ方式として両縁制
御（手段）形を採用した場合の例について説明する。変
調波信号Ｃａｘ、Ｃｂｘは互いに１８０°位相がずれた
２等辺３角形状の信号で周期はＴ８で示されている。基
準信号ｅ　ｖｃｘとのレベル比較を行い、Ｃａｘ　ｏｒ
Ｃｂｘ〉ｅｖｃｘの場合にゲート信号ｅ　ｇａｘ、　ａ
　＠ｂｘを発生する。その結果１周期Ｔｓ間の両チョッ
パの導通幅は２ｔｃで示され、Ｗｉチョッパとも同じに
なる。

正、負群の降圧、チョッパ２Ａ、２Ｂの合成出力電圧Ｖ
ｏｕｔは第８図に示すものと同様の波形になる０時刻ｔ
１〜ｔ２の間はＩｓ（に−１）＝■。（に）で時刻ｔ□
〜ｔ３間はＩｓ（に）からＩｏ（に＋１）に電流増加さ
せた場合のチョッパ出力電流Ｉ　ｏｕｔの動作波形を示
している・ただしＩｎ（Ｋ−１＞ｔ　ＩＯ（に）ｔＩ６
（に中１）は各々時刻ｔｉ＊　ｔｚｐ　ｔ３におけるチ
ョッパ出力電流Ｉ　ｏｕｔの瞬時値であり、チョッパ出
力電流検出器２２で、チョッパの周期Ｔｓに一致したサ
ンプリング周期毎に検出されるチョッパ出力電流の検出
信号Ｉ　ｏｆｂの瞬時値に相当する。

次にチョッパ電流演算器２４の動作について説明する。

コンデンサ７の電圧の目標設定値をＶｃｒｅｆとすれば
、１サンプル期間Ｔｓ（ｓｅｃ）でコンデンサ７に流す
べき平均電流ΔＩｃはコンデンサ７の容量をＣ（Ｆ）と
すれば次式で与えられる。

ｄ　Ｉ　ｃ＝　（Ｖｅｒａｆ　−Ｖｃ）　Ｘ　−−（１
）ｃ（１）式をサンプリング毎の制御信号で表わせば（２）
式のように変形される。

Ｉ　Ｉ　Ｃ（Ｋ＋１）　＝　（Ｖｒｅｆ（Ｋ）　　Ｖｃ
ｆｂｃＫ））　Ｘ　−・・（２）ｃ（２）式は時刻ｔ２におけるコンデンサ７の電圧の目標
値からの偏差に対して時刻ｔ２からｔ３の間にコンデン
サ７に流すべき電流の平均値を示している。負荷電流Ｉ
ｃが時刻ｔ、からｔ、の間で変化しない場合には２時刻
ｔ２における検出電流１１．ｆｌｌの瞬時値Ｉ＋、（Ｋ
）を（２）式に加算すれば５時刻ｔ３におけるチョッパ
電流の基準値Ｉ　ｒｅｆが（３）式により与えられる。

Ｉ　ｒｅｆｃｘ＋ｎ　＝　Ｉ　Ｌｃｘ＞＋ΔＩ　Ｃ（Ｋ
＋１）　　　　・＋＋　（３）しかしながら、負荷電流
工１．が変動する場合には時刻ｔ、における負荷電流Ｉ
１．（に◆１）を予測する必要がある。この予測方法は
各種方式が知られており１例えば２次近似予測法によれ
ば、（４）式により予測できる。

工１．（に◆１）”ＩＬ（に−２）　＋　３　（Ｉ　ｔ
、ｃに）−ＩＬ（に−１）〕°゛（４）ここでｒｔ、ｃ
に−１）＊　ｒｔ、ｃに一？）は時刻ｔ１の時点及び時
刻（ｔｔ−Ｔｓ）時点における負荷電流の瞬時検出信号
である。従って変動負荷に対しては時刻ｔ２からｔｌま
での負荷電流の平均値（”（Ｉｔ、ｃに。

十Ｉ　ｔｃ＊＋ｔ））／　２　）を（２）式に加算して
チョッパ電流の基準値を求める演算式（チョッパ演算手
段）（５）式によりＩ　ｒｅｆを得る。

１ｒｅｆｃｘ＋ｔ）＝−（Ｉｔ、ｃＫ）＋Ｌ。ｏｃ＋ｎ
）十乙Ｉｃｏｃ＋ｎ−（５）このような負荷電流Ｉｆ、
の検出信号をフィードフォワードしてチョッパ出力電流
を制御すればコンデンサ７の電圧すなわち負荷８の電圧
を１サンプリング期間Ｔ８で目標値に制御できる。

次にこのチョッパ電流の目標値に対して１サンプル期Ｎ
Ｊ　Ｔ　ｓでチョッパ出力電流を追従させるためのチョ
ッパ導通演算器２５の動作について説明する。第３ａ図
及び第３ｂ図はチョッパ出力電流Ｉ　ｏｕｔが連続して
いるときに各々チョッパの入出力電圧比Ｖｄ／２Ｖｃが
１より大きい場合と１より小さい場合に相当するチョッ
パの電圧、１１１流波形を示している０時刻ｔ２〜ｔ、
におけるＴｓ期間のチョッパ出力電流Ｉ　ｏｕｔの平均
値を工とし、リアクトル６のインダクタンスをＬ（Ｉ（
）とすればチョッパ電流Ｉ　ｏｕｔの関係式は次のよう
になる。

（ａ）Ｖｄ／２Ｖｃ＞１の場合（ｂ）　Ｖｄ／　２　Ｖｃ＜　１　（７）場合（６ａ）
及び（６ｂ）式において＊　Ｌａｗ　ＬｉｔＩ　ａ４ｅ
　Ｉ　ａｓ　ｔ　Ｉ　ａｓを消去すれば（６ａ）　　（
６ｂ）式ともに、次の同一の関係式チョッパ導通幅ｔｃ
が得られる。

（７）式をサンプリング周期Ｔｓの半周期でパーユニッ
ト化すれば（′８）式のようになる。

Ｔｓ／２　　　　　　Ｋ　−Ｖｄ　　　　　　　　Ｖｄ
Ｌ（８）式を制御信号を使用して表わせば（９）式のよう
になる。

Ｔｓ／２　　　　　Ｋ　−Ｖｄｆｂ（に）　　　　　　
Ｖｄｆｂ（＋＜）ここで、　Ｉ　ｏｆｂｏｏ　、　Ｖｄ
ｆｂ（ｘ）ｐ　Ｖｃｆｂ（Ｘ）は時刻ｔ２におけるチョ
ッパ出力電流、直流電源電圧、　ｏｆｂこのようにチョッパ導通紀演算！２５では（９）式に従
ってチョッパ導通幅ｔｃのパーユニット値の演算をサン
プリング周期毎に演算する。この例では時刻ｔ２の直後
、あるいは直前に演算する。

なお１時刻ｔ２の直前で演算し、時刻ｔ２端までに演算
処理を実行し終えるためには前述の負荷電流の予測方法
と同様にしてＩ　ｏｆｂｃＫ）ｖ　ＶｃｆｂｃＫ）ｔＶ
ｄｆｂｃＫ）等の検出値は時刻ｔ２における予測値を使
用してもよい。次にチョッパ導通幅ｔｃのパーユニット
値をＰＷＭ回路の基準信号ｅ　ｖｃｘに変換するために
（１０）式に従って変換すればよい。

第２図のＰＷＭ動作波形を参照すればの関係式が得られる。ここでＣｐｅａｋは変調波信号Ｃ
ａｘ、Ｃｂｘのピーク値を示す。

以上の制御演算をサンプリング周期毎にマイクロコンピ
ュータで実行する場合の制御演算フローを第４図にまと
めて示す。

なお、上記実施例ではチョッパのスイッチング周期をサ
ンプリング周期にして制御演算する場合について説明し
たが、チョッパのスイッチング周期の半周期Ｔｓ／２毎
にサンプリング制御を行ってもよく、この場合には上記
演算式を次のように変更すればよい。コンデンサ７の平
均電流ΔＩｃは（２Ａ）式のようになる。

チョッパの導通幅の演算式は第３ａ図、第３ｂ図を参照
して時刻ｔ３〜ｔ□×間のチョッパ電流の平均値を工と
することにより、次の関係式より求められる。

（ａ）Ｖｄ／２Ｖｃ＞１の場合（ｂ）Ｖｄ／２Ｖｃ＜１　の場合（６ａｘ）及び（６ｂｘ）式において、■ｏｓｓ　ｌ１
１２１　Ｌａを消去すれば（６ａｘ）、　　（６ｂｘ）
式ともに１次の同一の関係式が得られる。

（７ｘ）式をサンプリング周期Ｔｓ／２でパーユニット
化すれば（８ｘ）式のようになる。

（８ｘ）式を制御信号を用いて表わせば次のようになる
。

すなわち、サンプリング周期をチョッパのスイッチング
周期の半周期Ｔｓ／２で制御演算を行う場合には、Ｔｓ
／２毎にチョッパ装置の電圧、電流を検出するとともに
、上記演算式において（２）式の代りに（２ｘ）式を、
（９）式の代りに（９ｘ）式（パーユニット演算手段）
を用いて計算すればよい。なお、負荷電流の予測値はこ
の例では時刻ｊｉＸにおける値をＩＬ（に。１）とすれ
ばよい。

また、上記実施例では２段カスケード接続された２相（
あるいは２重）チョッパ装置への適用【、７たものにつ
いて説明したが、当然ながらチョッパ装置１台で構成さ
れた１相チョッパ装置にも適用でき、第５図に示す１相
（あるいは１重）チョッパの制御装置の構成図に説明す
る２は降圧チョッパであってスイッチング素子４が直流
電源の正極の電路に順方向に直列接続され、コンデンサ
３が直流電源１の面端間に並列接続され、ダイオード５
が上記スイッチング素子４の出力側に上記直流電源１の
極性と逆方向に接続されている。ｌｌｘ＾はチョッパ制
御器であってＰＷＭ回路１２と３角波変調信号発生回路
１３ｘ＾及びゲート増幅器１４から構成され、ＰＷＭ制
御を行いスイッチング素子４へのゲート信号を発生する
。３角波変調信号としては第１図に示すＣａｘあるいは
Ｃｂｘのいずれの信号を適用してもよく、ここでは、Ｃ
ａｘを採用した場合について第６図の１相チョッパの動
作波形を参照してチョッパ導通幅の演算式について説明
する。時刻ｔ２〜ｔ３間のチョッパのスイッチング周期
Ｔｓをサンプリング周期としてチョッパ電流Ｉ　ｏｕｔ
の関係式を求めると次のようになる。

（１１）式においてＩ　ａ、ｔ　Ｉ　ａｘ　ｅ　Ｉ　ｏ
　（。。を消去すればとなり、Ｔｓ／２でパーユニット化すれば次式のように
なり（８）式と同一式になる、なお１式の導出は省略するが、３角波変調信号としてＣ
ｂｘを採用しても（１２）式と同一式が得られる。また
、１相チョッパでもチョッパのスイッチング周期の半周
期Ｔｓ／２をサンプリング周期として制御でき、この場
合のチョッパ導通幅ｔｃの演算式は（８ｘ）式と同一式
になる。従って１相チョッパにおいても（９）式あるい
は（９ｘ）式を使用してチョッパの導通幅を計算すれば
よく、チョッパ電流基準Ｉ　ｒｓｆ　（Ｋ＋　１　）の
計算も（５）式を使用して求められる。

また、上記実施例ではＰＷＭ回路１２ａｘ、　１２　ｂ
ｘ。

１２の動作でＣａｘ、Ｃｂｘが基準信号ｅ　ｖｅｘより
大きい場合にスイッチング素子４ａ、４ｂ、４のゲート
信号を発生するものについて説明したがＣａｘ。

Ｃｂｘがｅ　ｖｃｘより小さい場合にゲート信号を発生
するものであってもよく、この場合には基準信号ｅ　ｖ
ｅｘの変換式として（１０）式の代りに（１０Ｘ）式を
使用すればよい。

また、上記実施例ではスイッチング素子４ａ。

４ｂ、４としてゲートターンオフサイリスタを使用した
ものを図示したが、その他の半導体素子であってもよい
。

また、上記実施例では負荷８として等価的に直流負荷の
ものについて図示しているが、直流−交流電力変換器（
インバータ）を介して交流負荷が接続されたものであっ
てもよく、この場合には交流負荷の電圧、電流の実効値
検出信号をＶｃｆｂｅＩ＋、ｒｗとして制御するように
構成したものであってもよい。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によればチョッパの制御装置を
チョッパ電流基準の演算手段、チョッパ導通幅の演算手
段及び３角波変調信号の両縁制御形のＰＷＭ制御手段に
よってチョッパのスイッチング周期に同期したサンプリ
ング周期でデッドビート制御を行うように構成したので
、チョッパの出力電圧の制御応答が向上でき、またチョ
ッパ電流の過電流を防止でき安定な運転が行なえる効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるチョッパの制御装置
を示す回路構成図、第２図、第３ａ図。第３ｂ図は第１図に示す装置の動作波形図、第４図はこ
の発明の制御フロー図、第５図はこの発明の他の実施例
を示す回路構成図、第６図は第５図に示す装置の動作波
形図、第７図は従来のチョッパの制御装置を示す回路構
成図、第８図は第７図に示す装置の動作波形図である。図において、１は直流電源、２Ａ、２Ｂ、２は正群及び
負群降圧チョッパ、６はリアクトル、７はコンデンサ、
８は負荷、９，２１は電圧検出器、器、２４はチョッパ
電流演算器、２５はチョッパ導通幅演算器、１１．ＩＩ
Ｘ、ＩＩＸ＾はチョッパ制御器、１３は三角波変調信号
発生回路である。特許出願人　　三菱電機株式会社第１図１：ｌＨ九を澹、２Ａ、２Ｂ：正１１丸ム゛貢君羊Ｐ峯圧＋トンハ。６：りアクト１ノ７：コシデシリ第２図第４図第５図３ＸＡ第６図第７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流−直流電力変換を行う降圧チョッパと、前記
降圧チョッパの出力側に接続されたリアクトルとコンデ
ンサの直列体で構成されたフィルタと、前記コンデンサ
の両端に接続された負荷で構成されるチョッパの制御装
置において、前記チョッパ電流の目標値を１サンプリン
グ期間の平均電流値としてチョッパ電流の基準値を求め
る演算式に従って演算するチョッパ演算手段と、前記チ
ョッパ電流の目標値に対して上記チョッパの導通幅のパ
ーユニット値を求める演算式、あるいは２分のサンプリ
ング周期でパーユニット化する演算式に従って演算する
パーユニット演算手段と、前記パーユニット演算手段か
らチョッパ導通幅のパーユニット値をＰＷＭ回路の基準
信号に変換する演算式、あるいはＰＷＭ回路入力の変調
波信号が基準信号より小さい時に用いる該基準信号の変
換式に従って変換されるＰＷＭ基準信号及び２等辺３角
波の変調信号とにより両縁制御されるＰＷＭ制御手段と
を備え、上記チョッパのスイッチング周期に同期したサ
ンプリング周期で上記各演算及びＰＷＭ制御を行うよう
にしたことを特徴とするチョッパの制御装置。
（２）前記降圧チョッパを１相チョッパあるいはチョッ
パを２段カスケード接続で構成し２組の変調信号を互い
に１８０°位相をずらせて２相チョッパとしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のチョッパの制御装
置。
（３）サンプリング周期をチョッパのスイッチング周期
と同一あるいは、スイッチング周期の半周期としたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のチョッパの制
御装置。
（４）チョッパ電流の基準値を求める演算手段として、
Ｉｒｅｆ＿（＿Ｋ＿＋＿１＿）＝１／２（Ｉ＿Ｌ＿（＿
Ｋ＿）＋Ｉ＿Ｌ＿（＿Ｋ＿＋＿１＿））＋ΔＩ＿Ｃ＿（
＿Ｋ＿＋＿１＿）但し、Ｉｒｅｆはチョッパ電流の基準
値、Ｉ＿Ｌは負荷電流 ΔＩ＿Ｃはコンデンサに流すべき平均電流、を用いるよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
チョッパの制御装置。
（５）チョッパの導通幅のパーユニット値を求める演算
式に従って演算する演算手段としてｔ＿Ｃ／Ｔ＿Ｓ＿／＿２＝［Ｉｒｅｆ＿（＿Ｋ＿＋＿１
＿）−Ｉｏｆｂ＿（＿Ｋ＿）］／［Ｋ・Ｖｄｆｂ＿（＿
Ｋ＿）］＋Ｖｃｆｂ＿（＿Ｋ＿）／Ｖｄｆｂ＿（＿Ｋ＿
）あるいは、２分のサンプリング周期でパーユニット化
する演算式、ｔ＿Ｃ／Ｔ＿Ｓ＿／＿２＝［Ｉｒｅｆ＿（＿Ｋ＿＋＿１
＿）−Ｉｏｆｂ＿（＿Ｋ＿）］／［Ｋ＿Ｘ・Ｖｄｆｂ＿
（＿Ｋ＿）］＋Ｖｃｆｂ＿（＿Ｋ＿）／Ｖｄｆｂ＿（＿
Ｋ＿）但し、ｔ＿Ｃはチョッパ導通幅Ｔ＿Ｓは１周期Ｉｏｆｂ＿（＿Ｋ＿）はチョッパ出力電流Ｖｃｆｂ＿（＿Ｋ＿）はコンデンサの電圧Ｖｄｆｂ＿（＿Ｋ＿）は直流電源電圧に又はＫ＿Ｘは定数を用いるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のチョッパの制御装置。
（６）チョッパ導通幅のパーユニット値をＰＷＭ回路の
基準信号に変換する演算式、Ｃｖｃｘ＝Ｃｐｅａｋ（１−ｔ＿Ｃ／Ｔ＿Ｓ＿／＿２）
あるいは、ＰＷＭ回路入力の変調波信号が基準信号より
小さい時に用いる該基準信号の変換式、Ｃｖｃｘ＝Ｃｐ
ｅａｋ×（ｔ＿Ｃ／Ｔ＿Ｓ＿／＿２）但し、Ｃｐｅａｋ
は変調信号のピーク値ＣｖｃｘはＰＷＭ回路の基準信号に従って変換されるＰＷＭ基準信号、及び２等辺３角波
の変調信号とにより両縁制御されるＰＷＭ制御手段とし
て上記２式を用いるようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のチョッパの制御装置。