JPS63220765A - トランジスタ駆動回路 - Google Patents
トランジスタ駆動回路Info
- Publication number
- JPS63220765A JPS63220765A JP5166587A JP5166587A JPS63220765A JP S63220765 A JPS63220765 A JP S63220765A JP 5166587 A JP5166587 A JP 5166587A JP 5166587 A JP5166587 A JP 5166587A JP S63220765 A JPS63220765 A JP S63220765A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- current
- transformer
- base
- winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は、電力用パワートランジスタを効率よく駆動
するトランジスタ駆動回路に関するものである。
するトランジスタ駆動回路に関するものである。
第６図は、例えば特開昭６１−２２４７２２号公報に示
された従来のトランジスタ駆動回路を示す回路図であり
、図において、Ｏ２０は発振器、５ＴＯＰは発振器Ｏ８
Ｃの出力が供給される遮断器、Ｑ！は遮断回路５ＴＯＰ
の出力によって駆動されるスイッチングトランジスタ、
Ｒ１はスイッチングトランジスタＱ、のコレクタに流れ
る電流を電圧に変換するための電流検出抵抗、Ｒ２゜Ｃ
１は電流検出抵抗Ｒ１によって検出された信号のフィル
タ回路を構成する抵抗とコンデンサ、Ｖ ｒ ｅ ｒは
基準電圧を設定するための電源、ＧＯＭＰは電圧比較器
を示し、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流による電圧が電
源Ｖ ｒ ｅ ｆの基準電圧よりも大きくなったときに
遮断回路５ＴＯＰに信号を送出して発振器Ｏ３Ｃからの
信号を遮断するものである。
された従来のトランジスタ駆動回路を示す回路図であり
、図において、Ｏ２０は発振器、５ＴＯＰは発振器Ｏ８
Ｃの出力が供給される遮断器、Ｑ！は遮断回路５ＴＯＰ
の出力によって駆動されるスイッチングトランジスタ、
Ｒ１はスイッチングトランジスタＱ、のコレクタに流れ
る電流を電圧に変換するための電流検出抵抗、Ｒ２゜Ｃ
１は電流検出抵抗Ｒ１によって検出された信号のフィル
タ回路を構成する抵抗とコンデンサ、Ｖ ｒ ｅ ｒは
基準電圧を設定するための電源、ＧＯＭＰは電圧比較器
を示し、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流による電圧が電
源Ｖ ｒ ｅ ｆの基準電圧よりも大きくなったときに
遮断回路５ＴＯＰに信号を送出して発振器Ｏ３Ｃからの
信号を遮断するものである。
Ｔ１はトランス、Ｔ２は可飽和トランス、ＤＩ。
Ｃ２は制御回路の電源を確保するための整流用のダイオ
ードとコンデンサ、ＤＩｌ、Ｃ３は可飽和トランスＴ２
の２次側に接続された逆バイアス用電源を確保するため
の整流用のダイオードとコンデンサ、Ｄ３は整流用のダ
イオード、Ｄ、はフライホイールダイオード、Ｌは平滑
リアクトル、ＺＤはサージ吸収用のツェナーダイオード
を示す。
ードとコンデンサ、ＤＩｌ、Ｃ３は可飽和トランスＴ２
の２次側に接続された逆バイアス用電源を確保するため
の整流用のダイオードとコンデンサ、Ｄ３は整流用のダ
イオード、Ｄ、はフライホイールダイオード、Ｌは平滑
リアクトル、ＺＤはサージ吸収用のツェナーダイオード
を示す。
Ｑ２はオンベース電流通電用トランジスタ（以下、単に
トランジスタという。）、Ｑ：ｌはオフベース電流通電
用トランジスタ（以下、単にトランジスタという。）、
Ｑ４は平滑リアクトルＬの出力端短絡用トランジスタ（
以下、単にトランジスタという。）、Ｑ５は被駆動トラ
ンジスタ（以下、メイントランジスタという。）、Ｒ３
は逆バイアス電流制限抵抗（以下、単に抵抗という。）
、ＰＣは印加されるオン／オフ信号をベース駆動回路の
オン／オフ信号とする光結合素子、ＩＮＶは信号反転回
路を示す。
トランジスタという。）、Ｑ：ｌはオフベース電流通電
用トランジスタ（以下、単にトランジスタという。）、
Ｑ４は平滑リアクトルＬの出力端短絡用トランジスタ（
以下、単にトランジスタという。）、Ｑ５は被駆動トラ
ンジスタ（以下、メイントランジスタという。）、Ｒ３
は逆バイアス電流制限抵抗（以下、単に抵抗という。）
、ＰＣは印加されるオン／オフ信号をベース駆動回路の
オン／オフ信号とする光結合素子、ＩＮＶは信号反転回
路を示す。
ＶＣＣは電源電圧、ｎ１□、ｎｉ□はトランスＴ、の１
．２次巻線、ｎ ２１ ＊ ｎ ’２２は可飽和トラン
スＴ２の１，２次巻線、Ａはオン信号を示す。
．２次巻線、ｎ ２１ ＊ ｎ ’２２は可飽和トラン
スＴ２の１，２次巻線、Ａはオン信号を示す。
次に、動作について説明する。
トランスＴ！の１次側の発振器Ｏ８Ｃが発振して第２図
＜ａ＞に示すように、オン／オフを繰り返す信号が遮断
回路５ＴＯＰを介してスイッチング１〜ランジスタＱ１
にオン／オフ制御信号として供給されることにより、ト
ランスＴ１の２次側に電力が供給される。
＜ａ＞に示すように、オン／オフを繰り返す信号が遮断
回路５ＴＯＰを介してスイッチング１〜ランジスタＱ１
にオン／オフ制御信号として供給されることにより、ト
ランスＴ１の２次側に電力が供給される。
ここで、光結合素子ＰＣにオン信号Ａが供給されている
場合はトランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３．Ｑ
、がオフとなるため、メイントランジスタＱｓは正のベ
ース電流が供給され、オンン動作状態となる。
場合はトランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３．Ｑ
、がオフとなるため、メイントランジスタＱｓは正のベ
ース電流が供給され、オンン動作状態となる。
上述の動作を第２図（ａ）〜（ｊ）に示す各部の波形図
を用いて説明する。
を用いて説明する。
スイッチングトランジスタＱ、に流れる電流を電流検出
抵抗Ｒ０によって第２図（Ｃ）に示すように検出し、ト
ランスＴ８の２次側回路で必要とするベース電流値に対
し７・、すなわち１．２次巻線ｎ□１．ｎ１．の巻数比
に等しい第２図（ｄ）に示す電源Ｖ ｒｅｆの基準電圧
と等しくなった時点で電圧比較器ＣＯＭＰが停止信号を
遮断回路５ＴＯＰへ送出すると、遮断回路５ＴＯＰの出
力信号は第２図（ｂ）に示すように、そのサイクル内の
スイッチングトランジスタＱ０のベース信号を遮断する
。
抵抗Ｒ０によって第２図（Ｃ）に示すように検出し、ト
ランスＴ８の２次側回路で必要とするベース電流値に対
し７・、すなわち１．２次巻線ｎ□１．ｎ１．の巻数比
に等しい第２図（ｄ）に示す電源Ｖ ｒｅｆの基準電圧
と等しくなった時点で電圧比較器ＣＯＭＰが停止信号を
遮断回路５ＴＯＰへ送出すると、遮断回路５ＴＯＰの出
力信号は第２図（ｂ）に示すように、そのサイクル内の
スイッチングトランジスタＱ０のベース信号を遮断する
。
また、抵抗Ｒ２，コンデンサＣ１によって構成されるフ
ィルタ回路は、スイッチングトランジスタＱ１のスナバ
回路（図示省略）や制御電源回路に流れる電流のサージ
分によって電圧比較器ＣＯＭＰが誤動作しない値に設定
されている。
ィルタ回路は、スイッチングトランジスタＱ１のスナバ
回路（図示省略）や制御電源回路に流れる電流のサージ
分によって電圧比較器ＣＯＭＰが誤動作しない値に設定
されている。
一方、トランスＴ８の２次側に巻数比で降圧されて発生
する電圧（第２図（ｅ））は、まず、可飽和トランスＴ
２に印加され（この時、フライホイールダイオードＤ４
．平滑リアクトルＬを介してメイントランジスタＱ５に
正のベース電流が供給されている。）、可飽和トランス
Ｔ２の２次側のダイオードＤ２．コンデンサＣ３からな
る逆バイアス電源回路が充電される。そして、可飽和ト
ランスＴ２が飽和すると、ダイオードＤ３．平滑リアク
トルＬを介して正のベース電流がメイント・ランジスタ
Ｑ５のベースに供給される。
する電圧（第２図（ｅ））は、まず、可飽和トランスＴ
２に印加され（この時、フライホイールダイオードＤ４
．平滑リアクトルＬを介してメイントランジスタＱ５に
正のベース電流が供給されている。）、可飽和トランス
Ｔ２の２次側のダイオードＤ２．コンデンサＣ３からな
る逆バイアス電源回路が充電される。そして、可飽和ト
ランスＴ２が飽和すると、ダイオードＤ３．平滑リアク
トルＬを介して正のベース電流がメイント・ランジスタ
Ｑ５のベースに供給される。
前述の動作における動作状態関係式、すなわちスイッチ
ングトランジスタＱ１のオン時にトランスＴ０の２次電
圧Ｖ２ｇは、 但し、スイッチングトランジスタＱ１のドロップ電圧Ｖ
Ｃｚ ”ｒ Ｑ 抵抗Ｒ２のドロップ電圧絢０ となり、スイッチングトランジスタＱ、のオン時に平滑
リアクトルしに流れる電流の変化分ΔＩＬは、 −Ｖ ＢＥ） Ｘ Ｔ ａｓ 但し、Ｌ ：平滑リアクトルＬのインダクタンス ｖ２：ダイオードＤ２のドロップ 電圧 Ｖａｔ：）ランジスタＱ２のドロップ 電圧 ＶＢ、：メイントランジスタロ５の ドロップ電圧 ＴｏＮ＝トランジスタＱ、のオン時間 となり、抵抗Ｒ８で検出され、遮断回路５ＴＯＰで遮断
された時の電流のピークは、 但し、トランスＴ０の励磁電流″＝Ｏ Ｉｐｓニスイツチングトランジスタ Ｑ２のベース電流のピーク値 となり、ダイオードＤ３．フライホイールダイオードＤ
４ならびに平滑リアクトルしに流れる電流の最大値Ｉ
ＰＳ＊最小値ＩＰＶは、 となる。
ングトランジスタＱ１のオン時にトランスＴ０の２次電
圧Ｖ２ｇは、 但し、スイッチングトランジスタＱ１のドロップ電圧Ｖ
Ｃｚ ”ｒ Ｑ 抵抗Ｒ２のドロップ電圧絢０ となり、スイッチングトランジスタＱ、のオン時に平滑
リアクトルしに流れる電流の変化分ΔＩＬは、 −Ｖ ＢＥ） Ｘ Ｔ ａｓ 但し、Ｌ ：平滑リアクトルＬのインダクタンス ｖ２：ダイオードＤ２のドロップ 電圧 Ｖａｔ：）ランジスタＱ２のドロップ 電圧 ＶＢ、：メイントランジスタロ５の ドロップ電圧 ＴｏＮ＝トランジスタＱ、のオン時間 となり、抵抗Ｒ８で検出され、遮断回路５ＴＯＰで遮断
された時の電流のピークは、 但し、トランスＴ０の励磁電流″＝Ｏ Ｉｐｓニスイツチングトランジスタ Ｑ２のベース電流のピーク値 となり、ダイオードＤ３．フライホイールダイオードＤ
４ならびに平滑リアクトルしに流れる電流の最大値Ｉ
ＰＳ＊最小値ＩＰＶは、 となる。
また、平滑リアクトルＬに流れる電流の平均値Ｉｔ、は
、 ΔＩＬ ＝ ■、ｓ＋− となる。
、 ΔＩＬ ＝ ■、ｓ＋− となる。
この状態における動作例として、Ｖ ｃｃ＝ ２４■、
トランスＴ１の巻数比２：ｌ、ダイオードＤｌｌフライ
ホイールダイオードＤ４のドロップ電圧をＶＦ＝０．６
Ｖ、トランジスタＱ２のドロップ電圧をＶ。＝０．４Ｖ
、メイントランジスタＱｓのベース・エミッタ間電圧を
Ｖ！ＩＩ！＝２Ｖとすれば、ｌサイクル内に必要とする
通流比は、Ｖｏ＝Ｖｙ ＋Ｖｃｔ＋ＶａＥ＝ ３ （Ｖ
）２次電圧＝ＶｃｃＸｌ／２（巻数比） −１２（Ｖ） より、 ３／１２＝０．２５ となり、１サイクル中に２５％の期間にわたってスイッ
チングトランジスタＱ１がオンすればよいことになる。
トランスＴ１の巻数比２：ｌ、ダイオードＤｌｌフライ
ホイールダイオードＤ４のドロップ電圧をＶＦ＝０．６
Ｖ、トランジスタＱ２のドロップ電圧をＶ。＝０．４Ｖ
、メイントランジスタＱｓのベース・エミッタ間電圧を
Ｖ！ＩＩ！＝２Ｖとすれば、ｌサイクル内に必要とする
通流比は、Ｖｏ＝Ｖｙ ＋Ｖｃｔ＋ＶａＥ＝ ３ （Ｖ
）２次電圧＝ＶｃｃＸｌ／２（巻数比） −１２（Ｖ） より、 ３／１２＝０．２５ となり、１サイクル中に２５％の期間にわたってスイッ
チングトランジスタＱ１がオンすればよいことになる。
しかし、可飽和トランスＴ２の非飽和時間なＴＡ＝ｌル
Ｓとし、発振層波数の周期なＴとすれば、トランジスタ
Ｑ１のオン時間は、 ＴＸｏ、２５＋ＴＡ となる。
Ｓとし、発振層波数の周期なＴとすれば、トランジスタ
Ｑ１のオン時間は、 ＴＸｏ、２５＋ＴＡ となる。
したがって、仮に、発振周波数を１００ＫＨｚとすれば
、周期Ｔは１０ＩＬｓとなり、 １０ｘ０．２５＋１＝３．５（ｐｓ） となって０．３５の通流比となる。
、周期Ｔは１０ＩＬｓとなり、 １０ｘ０．２５＋１＝３．５（ｐｓ） となって０．３５の通流比となる。
このような状態を繰り返すことにより、メイントランジ
スタＱ、に一定のベース電流が供給されることになる。
スタＱ、に一定のベース電流が供給されることになる。
ここで、前述の説明から明らかなように、電源電圧ｖｃ
ｃの変動および負荷変動（メイントランジスタＱ５のコ
レクタ電流の変化によるベース・エミッタ間電圧Ｖａｔ
の変化）に対しても、１次側から２次側の電流を検出し
て電流比が瞬間にコントロールされることから、定電流
が保たれることになる。
ｃの変動および負荷変動（メイントランジスタＱ５のコ
レクタ電流の変化によるベース・エミッタ間電圧Ｖａｔ
の変化）に対しても、１次側から２次側の電流を検出し
て電流比が瞬間にコントロールされることから、定電流
が保たれることになる。
そして、平滑リアクトルＬの値をある程度のリップルを
含むように選定しているのは、この値が大きければスイ
ッチングトランジスタＱ□に流れる電流波形が矩形波に
近くなって電流のピーク値の検出が不安定になることを
防止でき、ベース電流のリップル分がメイントランジス
タＱｓのコレクタ電流の変化分として表われない程度に
選定するとともに、メイントランジスタＱｓの応答速度
よりも十分に高い周波数に発振器Ｏ３Ｃは選定されてい
る。
含むように選定しているのは、この値が大きければスイ
ッチングトランジスタＱ□に流れる電流波形が矩形波に
近くなって電流のピーク値の検出が不安定になることを
防止でき、ベース電流のリップル分がメイントランジス
タＱｓのコレクタ電流の変化分として表われない程度に
選定するとともに、メイントランジスタＱｓの応答速度
よりも十分に高い周波数に発振器Ｏ３Ｃは選定されてい
る。
次に、光結合素子ＰＣからオフ信号が入力されている場
合を、第７図（ａ）〜（ｋ）に示す各部の波形図ととも
に説明する。
合を、第７図（ａ）〜（ｋ）に示す各部の波形図ととも
に説明する。
光結合素子ＰＣがオンからオフに変った瞬間、トランジ
スタＱ３．Ｑ、がオン、トランジスタＱ２がオフになっ
てコンデンサＣ３に充電された電荷が抵抗Ｒ３で制限さ
れ、メイントランジスタＱ、のキャリアが引き抜かれて
逆バイアス電流としておちる。
スタＱ３．Ｑ、がオン、トランジスタＱ２がオフになっ
てコンデンサＣ３に充電された電荷が抵抗Ｒ３で制限さ
れ、メイントランジスタＱ、のキャリアが引き抜かれて
逆バイアス電流としておちる。
また、トランジスタＱ４がオンすることにより。
平滑リアクトルしに流れる電流はトランジスタＱ４にバ
イパスし、次の動作に備えて正のベース電流と等しい値
の電流が流れている。
イパスし、次の動作に備えて正のベース電流と等しい値
の電流が流れている。
ここで、オン動作と異なる点は逆バイアス電流を供給す
る必要があることで、可飽和トランスＴ２の２次側の逆
バイアス整流回路に必要とする電流が流れるため、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオンすれば、その時点から
電流が流れはじめる。
る必要があることで、可飽和トランスＴ２の２次側の逆
バイアス整流回路に必要とする電流が流れるため、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオンすれば、その時点から
電流が流れはじめる。
また、２次側のダイオードＤ３．フライホイールダイオ
ードＤ４は可飽和トランスＴ２が非飽和時に、２次側に
流れる電流によって転流が行われる。
ードＤ４は可飽和トランスＴ２が非飽和時に、２次側に
流れる電流によって転流が行われる。
この状態における動作例として、ダイオードＤ３．フラ
イホイールダイオードＤ４のドロップ電圧をＶｒ”０．
６Ｖ、トランジスタＱ４のドロップ電圧をＶＣ！＝０．
４Ｖとすれば、ｌサイクル内に必要とする通流比は、 Ｖｏ ＝＝ ＶＦ ＋ ＶＣＥ＝ ｉ （ｖ ）で、他
の条件をオン動作時の例と同じとすれば、１／１２＝０
．０８３ となり５１サイクル中に８．３％の期間にわたってスイ
ッチングトランジスタＱ、がオンすればよいことになる
。
イホイールダイオードＤ４のドロップ電圧をＶｒ”０．
６Ｖ、トランジスタＱ４のドロップ電圧をＶＣ！＝０．
４Ｖとすれば、ｌサイクル内に必要とする通流比は、 Ｖｏ ＝＝ ＶＦ ＋ ＶＣＥ＝ ｉ （ｖ ）で、他
の条件をオン動作時の例と同じとすれば、１／１２＝０
．０８３ となり５１サイクル中に８．３％の期間にわたってスイ
ッチングトランジスタＱ、がオンすればよいことになる
。
また、可飽和トランスＴ２も含め、
ＴＸｏ、０８３＋１＝１．８３ （ＩＬｓ）となり、通
流比は０．１８３となって前述のオン動作時よりも少な
くなっている。
流比は０．１８３となって前述のオン動作時よりも少な
くなっている。
以上のオン動作、オフ動作とするベース駆動信号を得る
ために光結合素子ＰＣにオン／オフ信号が入力された場
合の入出力波形を第４図（ａ）。
ために光結合素子ＰＣにオン／オフ信号が入力された場
合の入出力波形を第４図（ａ）。
（ｂ）に示す。
従来のトランジスタ駆動回路は以上のように構成されて
いるので、オフ動作時に平滑リアクトルＬの出力を短絡
、バイパスしている電流値が正のベース電流値と等しい
ため、ダイオードＤ３．フライホイールダイオ−Ｆ Ｄ
４およびトランジスタＱ４に発生する損失が大きいと
いう問題点があった。
いるので、オフ動作時に平滑リアクトルＬの出力を短絡
、バイパスしている電流値が正のベース電流値と等しい
ため、ダイオードＤ３．フライホイールダイオ−Ｆ Ｄ
４およびトランジスタＱ４に発生する損失が大きいと
いう問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、オフ動作時の回路損失を少なくして効率を
向上させることができるトランジスタ駆動回路を得るこ
とを目的とする。
れたもので、オフ動作時の回路損失を少なくして効率を
向上させることができるトランジスタ駆動回路を得るこ
とを目的とする。
この発明に係るトランジスタ駆動回路は、被駆動トラン
ジスタをオン動作状態とする電圧よりも高い被駆動トラ
ンジスタのオフ動作時の電流を得るためにトランスの２
次側に３次巻線を設け、平滑リアクトルの２次巻線を介
して電流を出力短絡用３端子可制御電気弁へバイパスす
るとともに、可飽和トランスに３次巻線を設けて逆バイ
アス回路へ電力を供給する構成としたものである。
ジスタをオン動作状態とする電圧よりも高い被駆動トラ
ンジスタのオフ動作時の電流を得るためにトランスの２
次側に３次巻線を設け、平滑リアクトルの２次巻線を介
して電流を出力短絡用３端子可制御電気弁へバイパスす
るとともに、可飽和トランスに３次巻線を設けて逆バイ
アス回路へ電力を供給する構成としたものである。
（作用）
この発明におけるトランジスタ駆動回路は、被駆動トラ
ンジスタがオフ動作状態になると、被駆動トランジスタ
がオン動作状態のときのベース駆動電流よりも少ない電
流が流れる。
ンジスタがオフ動作状態になると、被駆動トランジスタ
がオン動作状態のときのベース駆動電流よりも少ない電
流が流れる。
（実施例）
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、第６図と同一部分には同一符号が付し
てあり、Ｄ５は整流用のダイオード、Ｄ６はフライホイ
ールダイオードを示す。
てあり、Ｄ５は整流用のダイオード、Ｄ６はフライホイ
ールダイオードを示す。
なお、ｎ１３はトランスＴ□の２次巻線ｎ１１１に巻き
足された３次巻線を示し、メイントランジスタＱ５のオ
フ動作時のバイパス電流を供給する巻線である。
足された３次巻線を示し、メイントランジスタＱ５のオ
フ動作時のバイパス電流を供給する巻線である。
ｎ２３は可飽和トランスＴ２の３次巻線、ｒｌ Ｌ ！
＋ｎｔ、ａは平滑リアクタンスＬの１．２次巻線を示
し、ｎ １３／ ｎ ｘ２＝ ｎ Ｌ＊／ ｎ Ｌｌの
比とされている。
＋ｎｔ、ａは平滑リアクタンスＬの１．２次巻線を示
し、ｎ １３／ ｎ ｘ２＝ ｎ Ｌ＊／ ｎ Ｌｌの
比とされている。
そして、トランジスタＱ４は平滑リアクトルＬの２次巻
線ｎ２１を短絡している。
線ｎ２１を短絡している。
次に、動作について説明する。
トランスＴＩの１次側の発振器ｏＳＣが発振して第２図
（ａ）に示すように、オン／オフを繰り返す信号が遮断
回路５ＴＯＰを介してスイッチングトランジスタＱ１に
オン／オフ制御信号として供給されることにより、トラ
ンスＴ１の２次側に電力が供給される。
（ａ）に示すように、オン／オフを繰り返す信号が遮断
回路５ＴＯＰを介してスイッチングトランジスタＱ１に
オン／オフ制御信号として供給されることにより、トラ
ンスＴ１の２次側に電力が供給される。
ここで、光結合素子ＰＣにオン信号Ａが供給されている
場合はトランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３．Ｑ
、がオフとなるため、メイントランジスタＱ、は正のベ
ース電流が供給され、オン動作状態となる。
場合はトランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３．Ｑ
、がオフとなるため、メイントランジスタＱ、は正のベ
ース電流が供給され、オン動作状態となる。
なお、各部の動作は、前述の従来例と同一なので説明は
省略する。
省略する。
次に、光結合素子ＰＣからオフ信号が入力されている場
合を、第３図（ａ）〜（ｋ）に示す各部の波形図ととも
に説明する。
合を、第３図（ａ）〜（ｋ）に示す各部の波形図ととも
に説明する。
光結合素子ＰＣがオンからオフに変った瞬間、トランジ
スタＱ３．Ｑ４がオン、トランジスタＱ２がオフになっ
てコンデンサＣ３に充電された電荷が抵抗Ｒ３で制限さ
れ、メイントランジスタＱｓのキャリアが引き抜かれて
逆バイアス電流としておちる。
スタＱ３．Ｑ４がオン、トランジスタＱ２がオフになっ
てコンデンサＣ３に充電された電荷が抵抗Ｒ３で制限さ
れ、メイントランジスタＱｓのキャリアが引き抜かれて
逆バイアス電流としておちる。
また、トランジスタＱ４がオンすることにより。
トランスＴ、の３次巻線ｎ！３．可飽和トランス″１７
２の３次巻線ｎ２３．ダイオードＤｓ、またはフライホ
イール、ダイオードＤ６を介して平滑りアクドルＬの２
次巻線ｆｌＬ２に流れる電流はトランジスタＱ４にバイ
パスし、次の動作に備えて正のベース電流に対し、トラ
ンスＴ、の３次電圧（２次巻線ｎｕ２＋３次巻線ｎ１３
による電圧の和）の逆数比に対応する電流が流れている
。
２の３次巻線ｎ２３．ダイオードＤｓ、またはフライホ
イール、ダイオードＤ６を介して平滑りアクドルＬの２
次巻線ｆｌＬ２に流れる電流はトランジスタＱ４にバイ
パスし、次の動作に備えて正のベース電流に対し、トラ
ンスＴ、の３次電圧（２次巻線ｎｕ２＋３次巻線ｎ１３
による電圧の和）の逆数比に対応する電流が流れている
。
前述の動作における動作状態関係式、すなわちスイッチ
ングトランジスタＱ□のオン時にトランスＴ慮の３次電
圧ｖ■は、 但し、スイッチングトランジスタＱ１の電圧Ｖｃｔ勾Ｏ 抵抗Ｒ２のドロップ電圧′４０ となり、スイッチングトランジスタＱ、のオン時に平滑
リアクトルＬの２次側に流れる電流の変化分ΔＩＬは。
ングトランジスタＱ□のオン時にトランスＴ慮の３次電
圧ｖ■は、 但し、スイッチングトランジスタＱ１の電圧Ｖｃｔ勾Ｏ 抵抗Ｒ２のドロップ電圧′４０ となり、スイッチングトランジスタＱ、のオン時に平滑
リアクトルＬの２次側に流れる電流の変化分ΔＩＬは。
−ｖｃア）ＸＴＯＮ
但し、Ｌ２：リアクトルＬの２次インダクタンス
ｖ７：ダイオートＤｓのドロップ
電圧
Ｖｃ＝：トランジスタＱ４のドロップ
電圧
となり、トランジスタＱ４で短絡された時のピーク電流
は、抵抗Ｒ２，基準電源ｖ、、１が同一のため、 より。
は、抵抗Ｒ２，基準電源ｖ、、１が同一のため、 より。
の比だけ少なくなる。
例えば、トランスＴ１の巻数比ｎ１＋：’ ｎｔｉ：
ｎ１３＝２：１：１とすれば、 となり、電流Ｉｐｓは従来の半分の電流になる。
ｎ１３＝２：１：１とすれば、 となり、電流Ｉｐｓは従来の半分の電流になる。
なお、スイッチングトランジスタＱ８に流れる電流■、
は従来例と同じである。
は従来例と同じである。
この結果、ダイオードＤｓ、フライホイールダイオード
ｐ６のドロップ電圧ＶｒおよびトランジスタＱ４のドロ
ップ電圧ｖｃｔによる損失（Ｖ ｒ ＋ ＶＣ！Ｅ）
Ｘ Ｉ １．ｓは、従来の動作時の損失と比べて半分に
なる。
ｐ６のドロップ電圧ＶｒおよびトランジスタＱ４のドロ
ップ電圧ｖｃｔによる損失（Ｖ ｒ ＋ ＶＣ！Ｅ）
Ｘ Ｉ １．ｓは、従来の動作時の損失と比べて半分に
なる。
また、トランジスタＱ４１ダイオードＤｓおよびフライ
ホイールダイオードＤ、は従来のトランジスタロ４．ダ
イオードＤ３およびフライホイールダイオードＤ４と同
一素子を使用すると、電流が少なくなりだ分、すなわち
（Ｖ ｒ ＋ Ｖ ａｔ ）が従来と比べて低下するの
で、損失がより少なくなる。
ホイールダイオードＤ、は従来のトランジスタロ４．ダ
イオードＤ３およびフライホイールダイオードＤ４と同
一素子を使用すると、電流が少なくなりだ分、すなわち
（Ｖ ｒ ＋ Ｖ ａｔ ）が従来と比べて低下するの
で、損失がより少なくなる。
ここで、オン動作と異なる点は逆バイアス電流を供給す
る必要があることで、可飽和トランスＴ２の２次側の逆
バイアス整流回路に必要とする電流が搾れるため、スイ
ッチングトランジスタＱ、がオンすれば、その時点から
電流が流れはじめるとともに、トランスＴ１の３次巻線
出力から可飽和トランスＴ２の３次巻線ｎ、、ダイオー
ドＤｓおよび平滑リアクト・ルＬの２次巻線ｎ２２を介
してトランジスタＱ４に流れる。
る必要があることで、可飽和トランスＴ２の２次側の逆
バイアス整流回路に必要とする電流が搾れるため、スイ
ッチングトランジスタＱ、がオンすれば、その時点から
電流が流れはじめるとともに、トランスＴ１の３次巻線
出力から可飽和トランスＴ２の３次巻線ｎ、、ダイオー
ドＤｓおよび平滑リアクト・ルＬの２次巻線ｎ２２を介
してトランジスタＱ４に流れる。
また、２次側のダイオードＤｓ、フライホイールダイオ
ードＤ６は可飽和トランスＴ２が非飽和時に２次側に流
れる電流によって転流が行われる。
ードＤ６は可飽和トランスＴ２が非飽和時に２次側に流
れる電流によって転流が行われる。
この状態における動作例として、流れる電流が半分にな
ったことも含までダイオードＤｓ、フライホイールダイ
オードＤｇのドロップ電圧なＶｒ＝０．５■、トランジ
スタＱ４のドロップ電圧をＶＣ，、＝０．３Ｖとすれば
、１サイクル内に必要とする通流比は、 Ｖｏ ＝ Ｖｒ ＋ Ｖｃｔ＝ ０．８ （Ｖ ）で、
他の条件をオン動作時の例と同じとすれば、０．８／２
４＝０．０３３ となり、１サイクル中に３．３％の期間にわたってスイ
ッチングトランジスタＱｌがオンすればよいことになる
。
ったことも含までダイオードＤｓ、フライホイールダイ
オードＤｇのドロップ電圧なＶｒ＝０．５■、トランジ
スタＱ４のドロップ電圧をＶＣ，、＝０．３Ｖとすれば
、１サイクル内に必要とする通流比は、 Ｖｏ ＝ Ｖｒ ＋ Ｖｃｔ＝ ０．８ （Ｖ ）で、
他の条件をオン動作時の例と同じとすれば、０．８／２
４＝０．０３３ となり、１サイクル中に３．３％の期間にわたってスイ
ッチングトランジスタＱｌがオンすればよいことになる
。
また、可飽和トランスＴ２も含め、
ＴＸｏ、０３３＋１＝１．３３ （７ｔｓ）となり１通
流比は０．１３３となって前述のオン動作時よりも少な
くなワている。
流比は０．１３３となって前述のオン動作時よりも少な
くなワている。
以上のオン動作、オフ動作とするベース駆動信号を得る
ために光結合素子ＰＣにオン／オフ信号が入力された場
合の入出力波形を第４図（ａ）。
ために光結合素子ＰＣにオン／オフ信号が入力された場
合の入出力波形を第４図（ａ）。
（ｂ）に示す。
ここで、ツェナーダイオードＺＤはオフ状態に切り替っ
た時に、メイントランジスタＱｓへの配！！茅によって
生ずるインダクタンス分で電流の立ち上がりが遅れる期
間において、平滑リアクトルしかうのエネルギーを吸収
するために入れてあり、通常、時間は０．５ｇｓ以下で
ある。
た時に、メイントランジスタＱｓへの配！！茅によって
生ずるインダクタンス分で電流の立ち上がりが遅れる期
間において、平滑リアクトルしかうのエネルギーを吸収
するために入れてあり、通常、時間は０．５ｇｓ以下で
ある。
また、トランジスタＱ４がオン時は正のベース電流に比
べ、トランスＴ、の巻数比ｎ １３／ （ｎ １１ ＋
ｎ１１）だけ少ない電流をバイパスしているが、平滑リ
アクトルＬの巻数比ｎ Ｌ ｔ／ ｎ Ｌ １が結果と
して等アンペアターンになること、オフ時に流れていた
’；ｔｍがオン指令と同時に平滑リアクトルＬの１次に
転流する。
べ、トランスＴ、の巻数比ｎ １３／ （ｎ １１ ＋
ｎ１１）だけ少ない電流をバイパスしているが、平滑リ
アクトルＬの巻数比ｎ Ｌ ｔ／ ｎ Ｌ １が結果と
して等アンペアターンになること、オフ時に流れていた
’；ｔｍがオン指令と同時に平滑リアクトルＬの１次に
転流する。
なお、上記実施例では可飽和トランスＴ２．平滑リアク
トルＬをダイオードＤ３の両端に接続した場合について
説明したが、第５図に示すように、共通ラインに入れて
も同様の効果が得られるとともに、ダイオードＤ３．ト
ランジスタＱ２が同一電位となることから共通の放熱器
が使用できる。
トルＬをダイオードＤ３の両端に接続した場合について
説明したが、第５図に示すように、共通ラインに入れて
も同様の効果が得られるとともに、ダイオードＤ３．ト
ランジスタＱ２が同一電位となることから共通の放熱器
が使用できる。
また、３端子可制御電気弁としてスイッチングトランジ
スタＱ１．２次側のスイッチング素子としてトランジス
タＱ−、Ｑｚ 、Ｑ４を使用した例で説明したが、電界
効果トランジスタ等の３端子可制御電気弁でもよく、電
圧駆動素子を使用した場合は効率がより一暦よくなる。
スタＱ１．２次側のスイッチング素子としてトランジス
タＱ−、Ｑｚ 、Ｑ４を使用した例で説明したが、電界
効果トランジスタ等の３端子可制御電気弁でもよく、電
圧駆動素子を使用した場合は効率がより一暦よくなる。
さらに、トランスＴ□の２次巻線ｎ□２に３次巻線ｎ１
ｆｆｉを巻き足した例で説明したが、３次巻線を同様に
機能する別巻線としてもよい。
ｆｆｉを巻き足した例で説明したが、３次巻線を同様に
機能する別巻線としてもよい。
以上のように、この発明によれば、被駆動トランジスタ
をオン動作状態とする電圧よりも高い被駆動トランジス
タのオフ動作時の電流を得るためにトランスの２次側に
３次巻線を設け、平滑リアクトルの２次巻線を介して電
流を出力短絡用３端子可制御電気弁へバイパスするとと
もに、可飽和トランスに３次巻線を設けて逆バイアス回
路へ電力を供給する構成としたので、被駆動トランジス
タのオフ動作時にベース駆動電流よりも少ない電流が流
れることによって出力短絡用３端子可制御電気弁等の損
失が少なくなり、効率がよくなるとともに、発熱が抑え
られるという優れた効果がある。
をオン動作状態とする電圧よりも高い被駆動トランジス
タのオフ動作時の電流を得るためにトランスの２次側に
３次巻線を設け、平滑リアクトルの２次巻線を介して電
流を出力短絡用３端子可制御電気弁へバイパスするとと
もに、可飽和トランスに３次巻線を設けて逆バイアス回
路へ電力を供給する構成としたので、被駆動トランジス
タのオフ動作時にベース駆動電流よりも少ない電流が流
れることによって出力短絡用３端子可制御電気弁等の損
失が少なくなり、効率がよくなるとともに、発熱が抑え
られるという優れた効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるトランジスタ駆動回
路を示す回路図、第２図、第３図および第４図は第１図
に示すトランジスタ駆動回路を説明するための各部の波
形図、第５図はこの発明の他の実施例によるトランジス
タ駆動回路を示す回路図、第６図は従来のトランジスタ
駆動回路を示す回路図、第７図は第６図に示すに示すト
ランジスタ駆動回路を説明するための各部の波形図であ
る。 図において、Ｔ１はトランス、Ｔ２は可飽和トランス、
Ｌは平滑リアクトル、Ｑ□はスイッチングトランジスタ
、Ｑ２はオンベース電流通電用トランジスタ、Ｑコはオ
フベース電流通電用トランジスタ、Ｑ４は出力短絡用ト
ランジスタ、Ｑ５は被駆動トランジスタ、Ｃ３はコンデ
ンサ、Ｄ２゜Ｄ３．Ｄｓはダイオード、Ｄ、Ｄ、はフラ
イホイールダイオード、Ｒ３は逆バイアス電流制限用抵
抗、ＰＣは光結合素子、ｎ□ｌ、 ｎ□、 ｎＬ□は１
次巻線、ｎ １＋！ｅ ｎ ２１１＋ ｎ Ｌｍは２次
巻線ｔ ｎ１２． ｎ２３は３次巻線を示す。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 第３図 υ） ０ ０ ← の 手続補正書（自発） ６２・７・清１ 昭和 平 日
路を示す回路図、第２図、第３図および第４図は第１図
に示すトランジスタ駆動回路を説明するための各部の波
形図、第５図はこの発明の他の実施例によるトランジス
タ駆動回路を示す回路図、第６図は従来のトランジスタ
駆動回路を示す回路図、第７図は第６図に示すに示すト
ランジスタ駆動回路を説明するための各部の波形図であ
る。 図において、Ｔ１はトランス、Ｔ２は可飽和トランス、
Ｌは平滑リアクトル、Ｑ□はスイッチングトランジスタ
、Ｑ２はオンベース電流通電用トランジスタ、Ｑコはオ
フベース電流通電用トランジスタ、Ｑ４は出力短絡用ト
ランジスタ、Ｑ５は被駆動トランジスタ、Ｃ３はコンデ
ンサ、Ｄ２゜Ｄ３．Ｄｓはダイオード、Ｄ、Ｄ、はフラ
イホイールダイオード、Ｒ３は逆バイアス電流制限用抵
抗、ＰＣは光結合素子、ｎ□ｌ、 ｎ□、 ｎＬ□は１
次巻線、ｎ １＋！ｅ ｎ ２１１＋ ｎ Ｌｍは２次
巻線ｔ ｎ１２． ｎ２３は３次巻線を示す。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 第３図 υ） ０ ０ ← の 手続補正書（自発） ６２・７・清１ 昭和 平 日
Claims (2)
- （１）１次側に接続されている３端子可制御電気弁を高
速駆動することによって２次側に被駆動トランジスタの
動作速度よりも早い周波数の出力電流を発生されるトラ
ンスと、このトランスの２次側巻線に一端と整流回路と
の間に接続された可飽和トランスと、前記整流回路の出
力に含まれるリップルを前記トランスの１次側の電流検
出に影響を与えない程度に減少させる平滑リアクトルと
、この平滑リアクトルによって平滑化された前記整流回
路の出力をオン制御信号供給時に前記被駆動トランジス
タのベースに供給するオンベース電流通電用３端子可制
御電気弁と、オフ制御信号供給時にオン制御信号供給時
のベース駆動電流の立ち上がりを早くする出力短絡用３
端子可制御電気弁と、前記可飽和トランスの２次側に接
続された逆バイアス回路の出力を前記被駆動トランジス
タのベースに供給するオフベース電流通電用３端子可制
御電気弁とを備えたトランジスタ駆動回路において、前
記被駆動トランジスタのオフ動作時に、オン動作のため
の電圧よりも高い電圧を得るために前記トランスの２次
側に３次巻線を設け、この３次巻線から電圧が供給され
る前記平滑リアクトルの２次側巻線を１次巻線の巻数よ
りも多くするとともに、前記出力短絡用３端子可制御電
気弁で前記平滑リアクトルの２次巻線を短絡したことこ
とを特徴とするトランジスタ駆動回路。 - （２）可飽和トランスに、トランスと平滑リアクトルの
２次巻線とに接続された３次巻線を設け、オフ信号制御
供給次に逆バイアス回路へ電力を供給することを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載のトランジスタ駆動
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5166587A JPS63220765A (ja) | 1987-03-06 | 1987-03-06 | トランジスタ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5166587A JPS63220765A (ja) | 1987-03-06 | 1987-03-06 | トランジスタ駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63220765A true JPS63220765A (ja) | 1988-09-14 |
Family
ID=12893177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5166587A Pending JPS63220765A (ja) | 1987-03-06 | 1987-03-06 | トランジスタ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63220765A (ja) |
-
1987
- 1987-03-06 JP JP5166587A patent/JPS63220765A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3260024B2 (ja) | 電源回路 | |
| US5315498A (en) | Apparatus providing leading leg current sensing for control of full bridge power supply | |
| US6295211B1 (en) | Switching power supply unit having delay circuit for reducing switching frequency | |
| JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US3781638A (en) | Power supply including inverter having multiple-winding transformer and control transistor for controlling main switching transistors and providing overcurrent protection | |
| JPH07222493A (ja) | 電力用電子機器における直流アクチュエータの制御装置 | |
| US5063488A (en) | Switching power source means | |
| JPH0615298Y2 (ja) | 無切換連続可変電源回路 | |
| JPS6353792B2 (ja) | ||
| EP0593737A1 (en) | Dual snubber circuit | |
| US5933342A (en) | Rectifier with alternative path for freewheeling current | |
| US4614998A (en) | DC-AC converter for a load with an inductive component | |
| JPS63220765A (ja) | トランジスタ駆動回路 | |
| JPH02155470A (ja) | スイッチング回路 | |
| JPS6349875B2 (ja) | ||
| JPS6130961A (ja) | スイツチング制御型電源回路 | |
| JPH0686553A (ja) | 電源回路 | |
| JP2004519190A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2673996B2 (ja) | インバータ装置 | |
| KR820001669B1 (ko) | 스위치형 전압변환기 | |
| JP2554158B2 (ja) | マグアンプ回路 | |
| SU1714769A2 (ru) | Стабилизированный конвертор | |
| JP3275214B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH10225119A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH06276759A (ja) | 電源回路 |