JPS6322687B2 - - Google Patents
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- JPS6322687B2 JPS6322687B2 JP56199502A JP19950281A JPS6322687B2 JP S6322687 B2 JPS6322687 B2 JP S6322687B2 JP 56199502 A JP56199502 A JP 56199502A JP 19950281 A JP19950281 A JP 19950281A JP S6322687 B2 JPS6322687 B2 JP S6322687B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は小型集積化に適した直流電流の重畳し
た交流平衡電流信号を直流成分のない不平衡交流
電圧信号に変換する回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a circuit suitable for compact integration that converts an AC balanced current signal on which a DC current is superimposed into an unbalanced AC voltage signal without a DC component.
従来のこの種直流オフセツト除去回路を第１図
に示す。図において、１１は交流電流信号に直流
電流が重畳した平衡電流信号源であり、L10は前
記平衡電流信号源１１の直流電流を低インピーダ
ンスで通過せしめ、交流信号に対しては高インピ
ーダンスとなるチヨークコイルであり、容量C10，
C11は平衡電流信号源１１の交流電流信号を通過
し、後置の電流電圧変換回路１２へ伝達するため
の直流阻止用容量である。その電流電圧変換回路
１２は抵抗R10，R11，R12，R13と演算増幅器
OP10よりなり、直流阻止用容量C10，C11を介し
て伝達された平衡電流信号源１１の交流電流信号
を、この電流電圧変換回路１２により直流成分の
含まない不平衡交流電圧信号Voutを出力する機
能を有する。 A conventional DC offset removal circuit of this type is shown in FIG. In the figure, 11 is a balanced current signal source in which a DC current is superimposed on an AC current signal, and L 10 allows the DC current of the balanced current signal source 11 to pass through with low impedance, and has high impedance for AC signals. It is a chiyoke coil with a capacity of C 10 ,
C 11 is a DC blocking capacitor for passing the AC current signal of the balanced current signal source 11 and transmitting it to the current-voltage conversion circuit 12 located downstream. The current-voltage conversion circuit 12 includes resistors R 10 , R 11 , R 12 , R 13 and an operational amplifier.
OP 10 , the AC current signal of the balanced current signal source 11 transmitted via the DC blocking capacitors C 10 and C 11 is converted into an unbalanced AC voltage signal Vout containing no DC component by this current/voltage conversion circuit 12. It has a function to output.
従つて、チヨークコイルL10は直流に対しては
低インピーダンスであり、また交流電流信号に対
しては十分高いインピーダンスである必要があ
る。即ち、インダクタンス値が大きい必要があ
る。同様に、直流阻止用容量C10，C11についても
低周波域で交流電流信号に対して損失とならない
ように十分大きな容量値を必要とする。そのため
チヨークコイルL10及び容量C10，C11は外形の大
きなものが必要となり、電子化、集積化には不向
きである欠点があつた。 Therefore, the chiyoke coil L10 needs to have a low impedance for direct current and a sufficiently high impedance for alternating current signals. That is, the inductance value needs to be large. Similarly, the DC blocking capacitors C 10 and C 11 need to have sufficiently large capacitance values so as not to cause loss to AC signals in the low frequency range. Therefore, the coil L 10 and the capacitors C 10 and C 11 need to have a large external shape, which has the disadvantage of being unsuitable for computerization and integration.
本発明は、このような従来の欠点を除去するた
め、電流電圧変換回路の演算増幅器の２つの入力
端子に接続され、重畳した直流電流の通路を形成
するとともに交流信号成分に対しては高インピー
ダンスを有し、且つ出力電流方向が互に異る一組
のカレントミラー回路を設けるとともに、前記演
算増幅器の出力に生ずる直流成分並びに不要低周
波数成分を低域通過フイルタにより分離し、この
出力を電圧増幅して、その出力電圧により前記カ
レントミラー回路を駆動して、その出力電流を前
記電流電圧変換回路に負帰還し該回路の出力に生
ずる直流成分並びに不要低周波数成分を除去し
て、所要の不平衡交流電圧信号を得ることができ
るように構成したもので、従来のチヨークコイル
を使用せず、且つ大容量値の容量数を減じて電子
化、集積化の容易な回路を提供することを目的と
するものである。以下本発明の一実施例を図面に
より詳細に説明する。 In order to eliminate such conventional drawbacks, the present invention has been developed to connect two input terminals of an operational amplifier of a current-voltage conversion circuit, form a path for superimposed direct current, and provide a high impedance for alternating current signal components. A pair of current mirror circuits having different output current directions are provided, and a DC component and unnecessary low frequency components generated in the output of the operational amplifier are separated by a low-pass filter, and this output is converted into a voltage. The output current is amplified, the current mirror circuit is driven by the output voltage, and the output current is negatively fed back to the current-voltage conversion circuit to remove the direct current component and unnecessary low-frequency components generated in the output of the circuit, thereby obtaining the desired output voltage. It is configured to be able to obtain an unbalanced AC voltage signal, and the purpose is to provide a circuit that is easy to electronicize and integrate by reducing the number of capacitors with large capacitance values and without using the conventional chiyoke coil. That is. An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第２図は、本発明直流オフセツト除去回路の一
実施例を示す回路図で、図において、１は平衡電
流信号源、１０は抵抗R0，R1，R2，R3と演算増
幅器OP0からなる電流電圧変換回路、２０は抵抗
R4、容量C0からなる低域通過フイルタ、３０は
トランジスタQ0，Q1、定電流源I0及びカレント
ミラー回路２，３よりなる電圧電流変換回路であ
る。次に、その動作を説明する。 FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the DC offset removal circuit of the present invention. In the figure, 1 is a balanced current signal source, 10 is a resistor R 0 , R 1 , R 2 , R 3 and an operational amplifier OP 0 . A current-voltage conversion circuit consisting of, 20 is a resistor
30 is a voltage-to-current conversion circuit including transistors Q 0 and Q 1 , a constant current source I 0 and current mirror circuits 2 and 3. Next, its operation will be explained.
先ず、電流電圧変換回路１０の演算増幅器OP0
の正相、逆相に印加される電流の絶対値が同一で
極性が逆であるとし、それをiIとし、また抵抗
R0，R1，R2，R3の間に
R3＝R0＋R1・R2／R1＋R2 ………(1)
なる関係が成立しているとすると電流電圧変換回
路１０の不平衡出力電圧Voutは次式となる。 First, the operational amplifier OP 0 of the current-voltage conversion circuit 10
Assume that the absolute values of the currents applied to the positive and negative phases of
Assuming that the following relationship holds between R 0 , R 1 , R 2 , and R 3 , R 3 = R 0 + R 1 · R 2 / R 1 + R 2 (1), the current-voltage conversion circuit 10 The unbalanced output voltage Vout is expressed as follows.
Vout＝2R3（１＋R2／R1）iI ………(2)
次に、この不平衡出力電圧Voutは抵抗R4、容
量C0からなる低域通過フイルタを経て電圧電流
変換回路３０のトランジスタQ0のベースに印加
され、トランジスタQ0，Q1の相互コンダクタン
スにより電流変換され、ミラー比Ｋなるカレント
ミラー回路２，３により電流信号として電流電圧
変換回路１０の入力であるａ，ｂ点へ帰還され平
衡電流源１の信号電流と加算され、前述した電流
値iIとして電流電圧変換回路１０に印加される。
即ち、数式を用いて説明すると平衡電流信号源１
の電流信号値をＩとし、また、トランジスタQ0，
Q1の相互コンダクタンスをgmとすると(2)式は以
下に示す式となる。 Vout=2R 3 (1+R 2 /R 1 ) i I ......(2) Next, this unbalanced output voltage Vout is passed through a low-pass filter consisting of a resistor R 4 and a capacitor C 0 to the voltage-current conversion circuit 30. The current is applied to the base of the transistor Q 0 , is converted into a current by the mutual conductance of the transistors Q 0 and Q 1 , and is converted into a current signal by the current mirror circuits 2 and 3 with a mirror ratio of K at points a and b, which are inputs to the current-voltage conversion circuit 10 . The signal current is fed back to the balanced current source 1, is added to the signal current of the balanced current source 1, and is applied to the current-voltage conversion circuit 10 as the above-mentioned current value iI .
That is, to explain using a mathematical formula, the balanced current signal source 1
Let I be the current signal value of transistors Q 0 ,
If the mutual conductance of Q 1 is gm, equation (2) becomes the equation shown below.
Vout＝２（Ｉ−gm・Ｋ／２×Vout×１／jωC0R4+1）
×R3×（１＋R2／R1）………(3)
先ず、出力電圧Voutの直流成分をVDCとし、平
衡電流信号源１の直流成分をIDCとし、(3)式でω
＝０とすると
VDC＝2R3（１＋R2／R1）／１＋gm・Ｋ・R3（１＋R2／R1
）×IDC………(4)
となる。 Vout=2 (I-gm・K/2×Vout×1/jωC 0 R 4+1 )
×R 3 × (1+R 2 /R 1 )……(3) First, let the DC component of the output voltage Vout be V DC , and let the DC component of the balanced current signal source 1 be I DC , and in equation (3), ω
= 0, then V DC =2R 3 (1+R 2 /R 1 )/1+gm・K・R 3 (1+R 2 /R 1
) × I DC ………(4).
ここで１≪gm・Ｋ・R3（１＋R2／R1）とすること は容易であり、 VDC＝2IDC／gm・Ｋ ………(5) となる。 Here, it is easy to set 1≪gm·K·R 3 (1+R 2 /R 1 ), and V DC =2I DC /gm·K (5).
一方、容量C0、抵抗R4を充分大きくした場合
の前述電流電圧変換回路１０の出力電圧Voutの
交流成分をVAC、平衡電流信号源１の交流成分を
IACとすると、
VAC＝2IAC×R3×（１＋R2／R1） ………(6)
となる。 On the other hand, when the capacitance C 0 and the resistance R 4 are sufficiently large, the AC component of the output voltage Vout of the current-voltage conversion circuit 10 is V AC , and the AC component of the balanced current signal source 1 is V AC .
If I AC , then V AC = 2I AC × R 3 × (1 + R 2 / R 1 ) (6).
ここでトランジスタQ0，Q1の相互コンダクタ
ンスgmは直流バイアス電流である電流源I0の値
を数mA程度とすれば0.1〜0.4程度であり、また
電流電圧変換回路１０は数mAの電流信号を数Ｖ
の電圧信号に変換するとすれば、抵抗R0，R1，
R2，R3はkΩに設定される。従つて(5)式、(6)式を
比較すれば解るように、電流電圧変換回路１０の
不平衡出力電圧Voutにはほぼ数mV程度の無視
しうる直流成分しか表われず、交流信号電圧が数
Ｖの大きさで出力することが可能となる。 Here, the mutual conductance gm of the transistors Q 0 and Q 1 is about 0.1 to 0.4, assuming that the value of the current source I 0 which is a DC bias current is about several mA, and the current-voltage conversion circuit 10 is connected to a current signal of several mA. the number V
If the voltage signal is converted into a voltage signal, the resistances R 0 , R 1 ,
R 2 and R 3 are set to kΩ. Therefore, as can be seen by comparing equations (5) and (6), the unbalanced output voltage Vout of the current-voltage conversion circuit 10 contains only a negligible DC component of approximately several mV, and the AC signal voltage can be output with a magnitude of several volts.
このように本発明によれば大容量値の容量を１
個しか使用せず、かつチヨークコイル等の電磁部
品を必要としないため小型、軽量化が容易でかつ
電子化がなされているので集積化に適している利
点がある。 In this way, according to the present invention, the capacity of a large capacity value can be reduced to 1
Since only one unit is used and no electromagnetic parts such as a chiyoke coil are required, it is easy to reduce the size and weight, and since it is electronic, it has the advantage of being suitable for integration.
上記実施例では電圧電流変換回路として１組の
トランジスタの相互コンダクタンスを利用した場
合について説明したが、第３図Ａ，Ｂに示すよう
に、演算増幅器OP1とトランジスタQ2、抵抗R5
により構成を取ることも可能であり、また、低域
通過フイルタとして抵抗R4と容量C1、演算増幅
器OP1とで構成することも可能である。以下図面
について説明する。 In the above embodiment, a case was explained in which the mutual conductance of a pair of transistors was used as a voltage-current conversion circuit, but as shown in FIGS .
Alternatively, it is also possible to configure the low-pass filter with a resistor R 4 , a capacitor C 1 , and an operational amplifier OP 1 . The drawings will be explained below.
第３図Ａにおいて電流電圧変換回路１０の出力
電圧をVout、抵抗R4、容量C1、演算増幅器OP1
からなる低域通過フイルタ２０の出力電圧をVd
とし、演算増幅器OP1の増幅率が大きいとすると
公知のようにVdは以下の式で与えられる。 In FIG. 3A, the output voltage of the current-voltage conversion circuit 10 is Vout, the resistor R 4 , the capacitor C 1 , and the operational amplifier OP 1
The output voltage of the low-pass filter 20 consisting of Vd
Assuming that the amplification factor of the operational amplifier OP1 is large, Vd is given by the following equation as is well known.
Vd＝Vout／jωC1R4 ………(7)
一方、低域通過フイルタ２０の出力電圧Vdは
カレントミラー回路４，５とトランジスタQ2、
抵抗R5とからなる電圧電流変換回路３０の入力
即ちトランジスタQ2のベースに印加される。従
つてトランジスタQ2はエミツタ抵抗R5でVdを除
した電流値をコレクタ電流に発生し、カレントミ
ラー回路４，５を介して電流電圧変換回路１０の
入力へ電流帰還する。 Vd=Vout/jωC 1 R 4 ......(7) On the other hand, the output voltage Vd of the low-pass filter 20 is generated by the current mirror circuits 4 and 5 and the transistor Q 2 ,
It is applied to the input of the voltage-current conversion circuit 30 consisting of the resistor R5 , that is, the base of the transistor Q2 . Therefore, the transistor Q 2 generates a collector current with a current value obtained by dividing Vd by the emitter resistor R 5 , and feeds the current back to the input of the current-voltage conversion circuit 10 via the current mirror circuits 4 and 5 .
従つて、最終的な電流電圧変換回路１０の出力
電圧Voutは、平衡電流信号源１の電流値をＩと
すれば
Vout＝〔Ｉ−Vout／jωC1・R4・R5Ｋ〕×R3×（１＋R
2／R1）………(8)
となり、出力電圧Voutの直流成分VDCに対しては
次式に示すようにほぼ零となる。 Therefore, the final output voltage Vout of the current-voltage conversion circuit 10 is as follows, where I is the current value of the balanced current signal source 1: Vout=[I-Vout/jωC 1・R 4・R 5 K]×R 3 ×(1+R
2 /R 1 ) (8), and the DC component V DC of the output voltage Vout becomes almost zero as shown in the following equation.
VDC｜ω→０＝IDC×R3×（１＋R2／R1）／１＋KR3／j
ωC1・R4・R5（１＋R2／R1）→０………(9)
また、交流成分VACに対しては次式となる。 V DC ｜ω→0=I DC ×R 3 × (1+R 2 /R 1 )/1+KR 3 /j
ωC 1・R 4・R 5 (1+R 2 /R 1 )→0 (9) Furthermore, for the AC component V AC , the following equation is obtained.
VAC｜ω→∞＝IAC×R3×（１＋R2／R1）…(10)
第１の実施例で示した(5)式、(6)式と(9)式、(10)式
とを比較すればわかるように、第２の実施例がよ
り電流電圧変換回路１０の出力電圧に直流成分が
含まれないことがわかる。 V AC |ω→∞=I AC ×R 3 ×(1+R 2 /R 1 )…(10) Equations (5), (6) and (9) shown in the first example, (10) As can be seen from the comparison with the equation, it can be seen that in the second embodiment, the output voltage of the current-voltage conversion circuit 10 contains no direct current component.
次に電流電圧変換回路を構成する演算増幅器
OP0の入力電圧について説明する。演算増幅器
は、開放利得が十分に高ければ、閉ループにおい
て正相入力電圧と負相入力電圧は同一電圧になる
ことが知られている。したがつて簡単のため、正
相入力電圧の直流成分V+DCについて述べる。 Next is the operational amplifier that makes up the current-voltage conversion circuit.
The input voltage of OP 0 will be explained. It is known that in an operational amplifier, if the open circuit gain is sufficiently high, the positive-sequence input voltage and the negative-sequence input voltage become the same voltage in a closed loop. Therefore, for the sake of simplicity, the DC component V + DC of the positive-sequence input voltage will be described.
低域通過フイルタ回路２０の出力電圧はトラン
ジスタQ2及び抵抗R5により電流変換され、カレ
ントミラー４によりＫ倍される。平衡電流信号源
の直流成分IDCとこのカレントミラー４の出力電
流との差電流が抵抗R3に流れることにより、抵
抗R3に直流正相入力電圧V+DCが発生する。この
電圧を（11）式に示す。 The output voltage of the low-pass filter circuit 20 is converted into a current by the transistor Q 2 and the resistor R 5 , and multiplied by K by the current mirror 4. A difference current between the DC component I DC of the balanced current signal source and the output current of the current mirror 4 flows through the resistor R 3 , so that a DC positive-phase input voltage V + DC is generated at the resistor R 3 . This voltage is shown in equation (11).
V+DC＝R3（IDC−VOUTＫ／jωC1R4R5） ………（11）
更にVOUTの直流成分として(9)式に示すVDCを代
入すると、
V+DC＝R3IDC〔１−R3（１＋R2／R1）／jωC1R4R5／Ｋ
＋R3（１＋R2／R1）〕…(2)
となり、ここで直流成分として、ω→０とすれば
V+DC＝０となる。 V +DC = R 3 (I DC −V OUT K/jωC 1 R 4 R 5 ) ………(11) Furthermore, by substituting V DC shown in equation (9) as the DC component of V OUT , V +DC = R 3 I DC [1−R 3 (1+R 2 /R 1 )/jωC 1 R 4 R 5 /K
+R 3 (1+R 2 /R 1 )]...(2) Here, if we set ω→0 as the DC component, we get
V +DC = 0.
したがつて第３図Ａの如き構成をとれば、電流
電圧変換回路を構成する演算増幅器の入力電圧に
も直流成分が発生しないことになり、演算増幅器
として、交流成分のみを考慮したダイナミツクレ
ンジ設計が可能である利点がある。 Therefore, if the configuration shown in Fig. 3A is adopted, no DC component will be generated in the input voltage of the operational amplifier that constitutes the current-voltage conversion circuit, and the operational amplifier will have a dynamic range that takes into account only the AC component. It has the advantage that it can be designed.
次に、第３図Ｂは低域通過フイルタ２０の出力
電圧Vdを、電圧電流変換回路３０′のトランジス
タQ2のエミツタへ抵抗R5を介して入力した形式
であるが第３図Ａの場合と同様に、トランジスタ
Q2と抵抗R5により電圧電流変換される値は公知
のように同一となる。したがつて第３図Ｂのよう
に構成しても同様の効果が得られる。 Next, in Fig. 3B, the output voltage Vd of the low-pass filter 20 is inputted to the emitter of the transistor Q2 of the voltage-current conversion circuit 30' via the resistor R5, but in the case of Fig. 3A , Similarly, the transistor
As is well known, the values converted into voltage and current by Q 2 and resistor R 5 are the same. Therefore, the same effect can be obtained even if the configuration is as shown in FIG. 3B.
なお、本実施例においてはバイポーラトランジ
スタで構成したが、MOSトランジスタ及びFET
トランジスタ等で構成することも可能である。 Note that although this example is configured with bipolar transistors, MOS transistors and FETs may also be used.
It is also possible to configure it with a transistor or the like.
以上詳細に説明したように本発明はチヨークコ
イル等の電磁部品を使用することなく直流成分を
除去し、交流成分のみを出力でき、かつ電子化が
可能であるので、集積化が容易であるという利点
があり、従つて電話交換器における加入者回路及
びトランク回路に使用できる等の効果がある。 As explained in detail above, the present invention has the advantage that it can remove the DC component and output only the AC component without using electromagnetic parts such as a chiyoke coil, and can be integrated electronically, making it easy to integrate. Therefore, it has the advantage that it can be used for subscriber circuits and trunk circuits in telephone exchanges.
第１図は従来の直流オフセツト除去回路を示す
回路図、第２図は本発明直流オフセツト除去回路
の一実施例を示す回路図、第３図Ａ，Ｂはそれぞ
れ本発明の他の実施例を示す回路図である。
１…平衡電流信号源、２，３，４，５，６，７
…カレントミラー回路、１０…電流電圧変換回
路、２０…低域通過フイルタ、３０…電圧電流変
換回路。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional DC offset removal circuit, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the DC offset removal circuit of the present invention, and FIGS. 3A and 3B are circuit diagrams showing other embodiments of the present invention. FIG. 1... Balanced current signal source, 2, 3, 4, 5, 6, 7
...Current mirror circuit, 10...Current-voltage conversion circuit, 20...Low-pass filter, 30...Voltage-current conversion circuit.
Claims (1)
衡線路を介して送出され、直流電流が重畳された
平衡交流電流信号を受信し、不平衡交流電圧信号
に変換し出力する回路において、 前記平衡交流電流信号を差動入力して、出力に
不平衡交流電圧信号を出力する演算増幅器よりな
る電流電圧変換回路と、前記演算増幅器の差動入
力端子に接続され、前記重畳された直流電流の通
路を形成する出力電流方向が互に異る一組のカレ
ントミラー回路と、前記演算増幅器の出力に生ず
る直流成分並びに不要低周波数成分のみを通過さ
せる低域フイルタと、該フイルタの出力を増幅
し、その出力電圧により前記一組のカレントミラ
ー回路を駆動して、該回路のそれぞれの出力電流
を前記演算増幅器の差動入力へ負帰還する電圧電
流変換回路とにより構成したこと特徴とする直流
オフセツト除去回路。[Scope of Claims] 1. A balanced alternating current signal sent out via a balanced line from an alternating current signal source connected to a direct current power supply, on which a direct current is superimposed, is received, converted into an unbalanced alternating current voltage signal, and output. The circuit includes: a current-voltage conversion circuit comprising an operational amplifier that differentially inputs the balanced alternating current signal and outputs an unbalanced alternating current voltage signal; a pair of current mirror circuits whose output current directions are different from each other to form a path for a direct current; a low-pass filter that passes only the direct current component generated in the output of the operational amplifier and unnecessary low frequency components; and a voltage-current conversion circuit that amplifies the output, drives the set of current mirror circuits with the output voltage, and negatively feeds the output current of each of the circuits to the differential input of the operational amplifier. DC offset removal circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56199502A JPS58101511A (en) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | Dc offset eliminating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56199502A JPS58101511A (en) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | Dc offset eliminating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58101511A JPS58101511A (en) | 1983-06-16 |
| JPS6322687B2 true JPS6322687B2 (en) | 1988-05-12 |
Family
ID=16408882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56199502A Granted JPS58101511A (en) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | Dc offset eliminating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58101511A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004523932A (en) * | 2000-09-18 | 2004-08-05 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | GmC filter and method for suppressing unnecessary signals derived by the filter |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0628322B2 (en) * | 1983-08-03 | 1994-04-13 | 松下電器産業株式会社 | Current / voltage conversion circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4147990A (en) * | 1978-03-07 | 1979-04-03 | American Optical Corporation | Fast-recovery circuit |
-
1981
- 1981-12-12 JP JP56199502A patent/JPS58101511A/en active Granted
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|---|---|---|---|---|
| JP2004523932A (en) * | 2000-09-18 | 2004-08-05 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | GmC filter and method for suppressing unnecessary signals derived by the filter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58101511A (en) | 1983-06-16 |
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