JPS6322687B2 - - Google Patents
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- JPS6322687B2 JPS6322687B2 JP56199502A JP19950281A JPS6322687B2 JP S6322687 B2 JPS6322687 B2 JP S6322687B2 JP 56199502 A JP56199502 A JP 56199502A JP 19950281 A JP19950281 A JP 19950281A JP S6322687 B2 JPS6322687 B2 JP S6322687B2
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- voltage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は小型集積化に適した直流電流の重畳し
た交流平衡電流信号を直流成分のない不平衡交流
電圧信号に変換する回路に関するものである。
た交流平衡電流信号を直流成分のない不平衡交流
電圧信号に変換する回路に関するものである。
従来のこの種直流オフセツト除去回路を第１図
に示す。図において、１１は交流電流信号に直流
電流が重畳した平衡電流信号源であり、L10は前
記平衡電流信号源１１の直流電流を低インピーダ
ンスで通過せしめ、交流信号に対しては高インピ
ーダンスとなるチヨークコイルであり、容量C10，
C11は平衡電流信号源１１の交流電流信号を通過
し、後置の電流電圧変換回路１２へ伝達するため
の直流阻止用容量である。その電流電圧変換回路
１２は抵抗R10，R11，R12，R13と演算増幅器
OP10よりなり、直流阻止用容量C10，C11を介し
て伝達された平衡電流信号源１１の交流電流信号
を、この電流電圧変換回路１２により直流成分の
含まない不平衡交流電圧信号Voutを出力する機
能を有する。
に示す。図において、１１は交流電流信号に直流
電流が重畳した平衡電流信号源であり、L10は前
記平衡電流信号源１１の直流電流を低インピーダ
ンスで通過せしめ、交流信号に対しては高インピ
ーダンスとなるチヨークコイルであり、容量C10，
C11は平衡電流信号源１１の交流電流信号を通過
し、後置の電流電圧変換回路１２へ伝達するため
の直流阻止用容量である。その電流電圧変換回路
１２は抵抗R10，R11，R12，R13と演算増幅器
OP10よりなり、直流阻止用容量C10，C11を介し
て伝達された平衡電流信号源１１の交流電流信号
を、この電流電圧変換回路１２により直流成分の
含まない不平衡交流電圧信号Voutを出力する機
能を有する。
従つて、チヨークコイルL10は直流に対しては
低インピーダンスであり、また交流電流信号に対
しては十分高いインピーダンスである必要があ
る。即ち、インダクタンス値が大きい必要があ
る。同様に、直流阻止用容量C10，C11についても
低周波域で交流電流信号に対して損失とならない
ように十分大きな容量値を必要とする。そのため
チヨークコイルL10及び容量C10，C11は外形の大
きなものが必要となり、電子化、集積化には不向
きである欠点があつた。
低インピーダンスであり、また交流電流信号に対
しては十分高いインピーダンスである必要があ
る。即ち、インダクタンス値が大きい必要があ
る。同様に、直流阻止用容量C10，C11についても
低周波域で交流電流信号に対して損失とならない
ように十分大きな容量値を必要とする。そのため
チヨークコイルL10及び容量C10，C11は外形の大
きなものが必要となり、電子化、集積化には不向
きである欠点があつた。
本発明は、このような従来の欠点を除去するた
め、電流電圧変換回路の演算増幅器の２つの入力
端子に接続され、重畳した直流電流の通路を形成
するとともに交流信号成分に対しては高インピー
ダンスを有し、且つ出力電流方向が互に異る一組
のカレントミラー回路を設けるとともに、前記演
算増幅器の出力に生ずる直流成分並びに不要低周
波数成分を低域通過フイルタにより分離し、この
出力を電圧増幅して、その出力電圧により前記カ
レントミラー回路を駆動して、その出力電流を前
記電流電圧変換回路に負帰還し該回路の出力に生
ずる直流成分並びに不要低周波数成分を除去し
て、所要の不平衡交流電圧信号を得ることができ
るように構成したもので、従来のチヨークコイル
を使用せず、且つ大容量値の容量数を減じて電子
化、集積化の容易な回路を提供することを目的と
するものである。以下本発明の一実施例を図面に
より詳細に説明する。
め、電流電圧変換回路の演算増幅器の２つの入力
端子に接続され、重畳した直流電流の通路を形成
するとともに交流信号成分に対しては高インピー
ダンスを有し、且つ出力電流方向が互に異る一組
のカレントミラー回路を設けるとともに、前記演
算増幅器の出力に生ずる直流成分並びに不要低周
波数成分を低域通過フイルタにより分離し、この
出力を電圧増幅して、その出力電圧により前記カ
レントミラー回路を駆動して、その出力電流を前
記電流電圧変換回路に負帰還し該回路の出力に生
ずる直流成分並びに不要低周波数成分を除去し
て、所要の不平衡交流電圧信号を得ることができ
るように構成したもので、従来のチヨークコイル
を使用せず、且つ大容量値の容量数を減じて電子
化、集積化の容易な回路を提供することを目的と
するものである。以下本発明の一実施例を図面に
より詳細に説明する。
第２図は、本発明直流オフセツト除去回路の一
実施例を示す回路図で、図において、１は平衡電
流信号源、１０は抵抗R0，R1，R2，R3と演算増
幅器OP0からなる電流電圧変換回路、２０は抵抗
R4、容量C0からなる低域通過フイルタ、３０は
トランジスタQ0，Q1、定電流源I0及びカレント
ミラー回路２，３よりなる電圧電流変換回路であ
る。次に、その動作を説明する。
実施例を示す回路図で、図において、１は平衡電
流信号源、１０は抵抗R0，R1，R2，R3と演算増
幅器OP0からなる電流電圧変換回路、２０は抵抗
R4、容量C0からなる低域通過フイルタ、３０は
トランジスタQ0，Q1、定電流源I0及びカレント
ミラー回路２，３よりなる電圧電流変換回路であ
る。次に、その動作を説明する。
先ず、電流電圧変換回路１０の演算増幅器OP0
の正相、逆相に印加される電流の絶対値が同一で
極性が逆であるとし、それをiIとし、また抵抗
R0，R1，R2，R3の間に R3＝R0＋R1・R2／R1＋R2 ………(1) なる関係が成立しているとすると電流電圧変換回
路１０の不平衡出力電圧Voutは次式となる。
の正相、逆相に印加される電流の絶対値が同一で
極性が逆であるとし、それをiIとし、また抵抗
R0，R1，R2，R3の間に R3＝R0＋R1・R2／R1＋R2 ………(1) なる関係が成立しているとすると電流電圧変換回
路１０の不平衡出力電圧Voutは次式となる。
Vout＝2R3（１＋R2／R1）iI ………(2)
次に、この不平衡出力電圧Voutは抵抗R4、容
量C0からなる低域通過フイルタを経て電圧電流
変換回路３０のトランジスタQ0のベースに印加
され、トランジスタQ0，Q1の相互コンダクタン
スにより電流変換され、ミラー比Ｋなるカレント
ミラー回路２，３により電流信号として電流電圧
変換回路１０の入力であるａ，ｂ点へ帰還され平
衡電流源１の信号電流と加算され、前述した電流
値iIとして電流電圧変換回路１０に印加される。
即ち、数式を用いて説明すると平衡電流信号源１
の電流信号値をＩとし、また、トランジスタQ0，
Q1の相互コンダクタンスをgmとすると(2)式は以
下に示す式となる。
量C0からなる低域通過フイルタを経て電圧電流
変換回路３０のトランジスタQ0のベースに印加
され、トランジスタQ0，Q1の相互コンダクタン
スにより電流変換され、ミラー比Ｋなるカレント
ミラー回路２，３により電流信号として電流電圧
変換回路１０の入力であるａ，ｂ点へ帰還され平
衡電流源１の信号電流と加算され、前述した電流
値iIとして電流電圧変換回路１０に印加される。
即ち、数式を用いて説明すると平衡電流信号源１
の電流信号値をＩとし、また、トランジスタQ0，
Q1の相互コンダクタンスをgmとすると(2)式は以
下に示す式となる。
Vout＝２（Ｉ−gm・Ｋ／２×Vout×１／jωC0R4+1）
×R3×（１＋R2／R1）………(3) 先ず、出力電圧Voutの直流成分をVDCとし、平
衡電流信号源１の直流成分をIDCとし、(3)式でω
＝０とすると VDC＝2R3（１＋R2／R1）／１＋gm・Ｋ・R3（１＋R2／R1
）×IDC………(4) となる。
×R3×（１＋R2／R1）………(3) 先ず、出力電圧Voutの直流成分をVDCとし、平
衡電流信号源１の直流成分をIDCとし、(3)式でω
＝０とすると VDC＝2R3（１＋R2／R1）／１＋gm・Ｋ・R3（１＋R2／R1
）×IDC………(4) となる。
ここで１≪gm・Ｋ・R3（１＋R2／R1）とすること
は容易であり、
VDC＝2IDC／gm・Ｋ ………(5)
となる。
一方、容量C0、抵抗R4を充分大きくした場合
の前述電流電圧変換回路１０の出力電圧Voutの
交流成分をVAC、平衡電流信号源１の交流成分を
IACとすると、 VAC＝2IAC×R3×（１＋R2／R1） ………(6) となる。
の前述電流電圧変換回路１０の出力電圧Voutの
交流成分をVAC、平衡電流信号源１の交流成分を
IACとすると、 VAC＝2IAC×R3×（１＋R2／R1） ………(6) となる。
ここでトランジスタQ0，Q1の相互コンダクタ
ンスgmは直流バイアス電流である電流源I0の値
を数mA程度とすれば0.1〜0.4程度であり、また
電流電圧変換回路１０は数mAの電流信号を数Ｖ
の電圧信号に変換するとすれば、抵抗R0，R1，
R2，R3はkΩに設定される。従つて(5)式、(6)式を
比較すれば解るように、電流電圧変換回路１０の
不平衡出力電圧Voutにはほぼ数mV程度の無視
しうる直流成分しか表われず、交流信号電圧が数
Ｖの大きさで出力することが可能となる。
ンスgmは直流バイアス電流である電流源I0の値
を数mA程度とすれば0.1〜0.4程度であり、また
電流電圧変換回路１０は数mAの電流信号を数Ｖ
の電圧信号に変換するとすれば、抵抗R0，R1，
R2，R3はkΩに設定される。従つて(5)式、(6)式を
比較すれば解るように、電流電圧変換回路１０の
不平衡出力電圧Voutにはほぼ数mV程度の無視
しうる直流成分しか表われず、交流信号電圧が数
Ｖの大きさで出力することが可能となる。
このように本発明によれば大容量値の容量を１
個しか使用せず、かつチヨークコイル等の電磁部
品を必要としないため小型、軽量化が容易でかつ
電子化がなされているので集積化に適している利
点がある。
個しか使用せず、かつチヨークコイル等の電磁部
品を必要としないため小型、軽量化が容易でかつ
電子化がなされているので集積化に適している利
点がある。
上記実施例では電圧電流変換回路として１組の
トランジスタの相互コンダクタンスを利用した場
合について説明したが、第３図Ａ，Ｂに示すよう
に、演算増幅器OP1とトランジスタQ2、抵抗R5
により構成を取ることも可能であり、また、低域
通過フイルタとして抵抗R4と容量C1、演算増幅
器OP1とで構成することも可能である。以下図面
について説明する。
トランジスタの相互コンダクタンスを利用した場
合について説明したが、第３図Ａ，Ｂに示すよう
に、演算増幅器OP1とトランジスタQ2、抵抗R5
により構成を取ることも可能であり、また、低域
通過フイルタとして抵抗R4と容量C1、演算増幅
器OP1とで構成することも可能である。以下図面
について説明する。
第３図Ａにおいて電流電圧変換回路１０の出力
電圧をVout、抵抗R4、容量C1、演算増幅器OP1
からなる低域通過フイルタ２０の出力電圧をVd
とし、演算増幅器OP1の増幅率が大きいとすると
公知のようにVdは以下の式で与えられる。
電圧をVout、抵抗R4、容量C1、演算増幅器OP1
からなる低域通過フイルタ２０の出力電圧をVd
とし、演算増幅器OP1の増幅率が大きいとすると
公知のようにVdは以下の式で与えられる。
Vd＝Vout／jωC1R4 ………(7)
一方、低域通過フイルタ２０の出力電圧Vdは
カレントミラー回路４，５とトランジスタQ2、
抵抗R5とからなる電圧電流変換回路３０の入力
即ちトランジスタQ2のベースに印加される。従
つてトランジスタQ2はエミツタ抵抗R5でVdを除
した電流値をコレクタ電流に発生し、カレントミ
ラー回路４，５を介して電流電圧変換回路１０の
入力へ電流帰還する。
カレントミラー回路４，５とトランジスタQ2、
抵抗R5とからなる電圧電流変換回路３０の入力
即ちトランジスタQ2のベースに印加される。従
つてトランジスタQ2はエミツタ抵抗R5でVdを除
した電流値をコレクタ電流に発生し、カレントミ
ラー回路４，５を介して電流電圧変換回路１０の
入力へ電流帰還する。
従つて、最終的な電流電圧変換回路１０の出力
電圧Voutは、平衡電流信号源１の電流値をＩと
すれば Vout＝〔Ｉ−Vout／jωC1・R4・R5Ｋ〕×R3×（１＋R
2／R1）………(8) となり、出力電圧Voutの直流成分VDCに対しては
次式に示すようにほぼ零となる。
電圧Voutは、平衡電流信号源１の電流値をＩと
すれば Vout＝〔Ｉ−Vout／jωC1・R4・R5Ｋ〕×R3×（１＋R
2／R1）………(8) となり、出力電圧Voutの直流成分VDCに対しては
次式に示すようにほぼ零となる。
VDC｜ω→０＝IDC×R3×（１＋R2／R1）／１＋KR3／j
ωC1・R4・R5（１＋R2／R1）→０………(9) また、交流成分VACに対しては次式となる。
ωC1・R4・R5（１＋R2／R1）→０………(9) また、交流成分VACに対しては次式となる。
VAC｜ω→∞＝IAC×R3×（１＋R2／R1）…(10)
第１の実施例で示した(5)式、(6)式と(9)式、(10)式
とを比較すればわかるように、第２の実施例がよ
り電流電圧変換回路１０の出力電圧に直流成分が
含まれないことがわかる。
とを比較すればわかるように、第２の実施例がよ
り電流電圧変換回路１０の出力電圧に直流成分が
含まれないことがわかる。
次に電流電圧変換回路を構成する演算増幅器
OP0の入力電圧について説明する。演算増幅器
は、開放利得が十分に高ければ、閉ループにおい
て正相入力電圧と負相入力電圧は同一電圧になる
ことが知られている。したがつて簡単のため、正
相入力電圧の直流成分V+DCについて述べる。
OP0の入力電圧について説明する。演算増幅器
は、開放利得が十分に高ければ、閉ループにおい
て正相入力電圧と負相入力電圧は同一電圧になる
ことが知られている。したがつて簡単のため、正
相入力電圧の直流成分V+DCについて述べる。
低域通過フイルタ回路２０の出力電圧はトラン
ジスタQ2及び抵抗R5により電流変換され、カレ
ントミラー４によりＫ倍される。平衡電流信号源
の直流成分IDCとこのカレントミラー４の出力電
流との差電流が抵抗R3に流れることにより、抵
抗R3に直流正相入力電圧V+DCが発生する。この
電圧を（11）式に示す。
ジスタQ2及び抵抗R5により電流変換され、カレ
ントミラー４によりＫ倍される。平衡電流信号源
の直流成分IDCとこのカレントミラー４の出力電
流との差電流が抵抗R3に流れることにより、抵
抗R3に直流正相入力電圧V+DCが発生する。この
電圧を（11）式に示す。
V+DC＝R3（IDC−VOUTＫ／jωC1R4R5） ………（11）
更にVOUTの直流成分として(9)式に示すVDCを代
入すると、 V+DC＝R3IDC〔１−R3（１＋R2／R1）／jωC1R4R5／Ｋ
＋R3（１＋R2／R1）〕…(2) となり、ここで直流成分として、ω→０とすれば
V+DC＝０となる。
入すると、 V+DC＝R3IDC〔１−R3（１＋R2／R1）／jωC1R4R5／Ｋ
＋R3（１＋R2／R1）〕…(2) となり、ここで直流成分として、ω→０とすれば
V+DC＝０となる。
したがつて第３図Ａの如き構成をとれば、電流
電圧変換回路を構成する演算増幅器の入力電圧に
も直流成分が発生しないことになり、演算増幅器
として、交流成分のみを考慮したダイナミツクレ
ンジ設計が可能である利点がある。
電圧変換回路を構成する演算増幅器の入力電圧に
も直流成分が発生しないことになり、演算増幅器
として、交流成分のみを考慮したダイナミツクレ
ンジ設計が可能である利点がある。
次に、第３図Ｂは低域通過フイルタ２０の出力
電圧Vdを、電圧電流変換回路３０′のトランジス
タQ2のエミツタへ抵抗R5を介して入力した形式
であるが第３図Ａの場合と同様に、トランジスタ
Q2と抵抗R5により電圧電流変換される値は公知
のように同一となる。したがつて第３図Ｂのよう
に構成しても同様の効果が得られる。
電圧Vdを、電圧電流変換回路３０′のトランジス
タQ2のエミツタへ抵抗R5を介して入力した形式
であるが第３図Ａの場合と同様に、トランジスタ
Q2と抵抗R5により電圧電流変換される値は公知
のように同一となる。したがつて第３図Ｂのよう
に構成しても同様の効果が得られる。
なお、本実施例においてはバイポーラトランジ
スタで構成したが、MOSトランジスタ及びFET
トランジスタ等で構成することも可能である。
スタで構成したが、MOSトランジスタ及びFET
トランジスタ等で構成することも可能である。
以上詳細に説明したように本発明はチヨークコ
イル等の電磁部品を使用することなく直流成分を
除去し、交流成分のみを出力でき、かつ電子化が
可能であるので、集積化が容易であるという利点
があり、従つて電話交換器における加入者回路及
びトランク回路に使用できる等の効果がある。
イル等の電磁部品を使用することなく直流成分を
除去し、交流成分のみを出力でき、かつ電子化が
可能であるので、集積化が容易であるという利点
があり、従つて電話交換器における加入者回路及
びトランク回路に使用できる等の効果がある。
第１図は従来の直流オフセツト除去回路を示す
回路図、第２図は本発明直流オフセツト除去回路
の一実施例を示す回路図、第３図Ａ，Ｂはそれぞ
れ本発明の他の実施例を示す回路図である。 １…平衡電流信号源、２，３，４，５，６，７
…カレントミラー回路、１０…電流電圧変換回
路、２０…低域通過フイルタ、３０…電圧電流変
換回路。
回路図、第２図は本発明直流オフセツト除去回路
の一実施例を示す回路図、第３図Ａ，Ｂはそれぞ
れ本発明の他の実施例を示す回路図である。 １…平衡電流信号源、２，３，４，５，６，７
…カレントミラー回路、１０…電流電圧変換回
路、２０…低域通過フイルタ、３０…電圧電流変
換回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源に接続された交流電流信号源より平
衡線路を介して送出され、直流電流が重畳された
平衡交流電流信号を受信し、不平衡交流電圧信号
に変換し出力する回路において、 前記平衡交流電流信号を差動入力して、出力に
不平衡交流電圧信号を出力する演算増幅器よりな
る電流電圧変換回路と、前記演算増幅器の差動入
力端子に接続され、前記重畳された直流電流の通
路を形成する出力電流方向が互に異る一組のカレ
ントミラー回路と、前記演算増幅器の出力に生ず
る直流成分並びに不要低周波数成分のみを通過さ
せる低域フイルタと、該フイルタの出力を増幅
し、その出力電圧により前記一組のカレントミラ
ー回路を駆動して、該回路のそれぞれの出力電流
を前記演算増幅器の差動入力へ負帰還する電圧電
流変換回路とにより構成したこと特徴とする直流
オフセツト除去回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56199502A JPS58101511A (ja) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | 直流オフセツト除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56199502A JPS58101511A (ja) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | 直流オフセツト除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58101511A JPS58101511A (ja) | 1983-06-16 |
| JPS6322687B2 true JPS6322687B2 (ja) | 1988-05-12 |
Family
ID=16408882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56199502A Granted JPS58101511A (ja) | 1981-12-12 | 1981-12-12 | 直流オフセツト除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58101511A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004523932A (ja) * | 2000-09-18 | 2004-08-05 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | ＧｍＣフィルタおよびこのフィルタによって導出される不要な信号の抑制方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0628322B2 (ja) * | 1983-08-03 | 1994-04-13 | 松下電器産業株式会社 | 電流・電圧変換回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4147990A (en) * | 1978-03-07 | 1979-04-03 | American Optical Corporation | Fast-recovery circuit |
-
1981
- 1981-12-12 JP JP56199502A patent/JPS58101511A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004523932A (ja) * | 2000-09-18 | 2004-08-05 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | ＧｍＣフィルタおよびこのフィルタによって導出される不要な信号の抑制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58101511A (ja) | 1983-06-16 |
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