JPS6322736Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 本考案は周波数変調信号の瞬時周波数に追随す
る発振器を用いてスレツシヨルド現象を対策した
周波数変調型復調装置に係り、特に前記発振器が
前記変調信号の瞬時周波数に追随する能力を高め
て雑音除去効果を優れたものとすることのできる
周波数変調型復調装置に関する。ここで、追随と
は前記発振器の発振周波数が瞬時周波数に引き込
まれてその周波数に同期して発振することを言
う。

〔考案の技術的背景〕

一般の周波数変調型復調器は概ね第１図に示す
系統図にて示されるような構成をしている。即
ち、第１図において符号１の入力端子にチユーナ
のフロントエンド部で中間周波数に変換された周
波数変調（以下FMという）信号或いは記録担体
から読み取られたFM信号が入力しており、この
FM信号は自動利得制御増幅器（以下AGCアンプ
という）２で次段の振幅制限器３に対する最適振
幅調整作用を受けたのち、前記振幅制限器３にて
FM信号の振幅変化が揃えられ、更に次段の復調
回路（以下DEMO回路という）４に入力して周
波数弁別（又は位相検波）され出力端子５に復調
出力信号を得るようにしている。

しかし、最近マイクロ波帯域を利用した通信技
術が民生機器にも使用されるようになつて来て、
第１図の構成からなる簡易なFM復調器では、
FM方式特有のスレツシヨルド現象と呼ばれる妨
害を受けずに歪及び雑音の混入しない復調出力を
得ることが不可能となつた。

そこで、このような現象に対処するため、復調
出力で電圧制御発振器（以下VCOという）を制
御し、このVCOの周波数がFM入力信号の周波数
にロツクされるようにしてVCOの制御電圧その
ものが復調出力となる方式を採用せざるを得なく
なつた。この方式はいわゆるFM負帰還方式と呼
ばれ、従来見通し外マイクロ波通信や衛星通信に
利用されていたものである。

上記方式の原理は、基本的には追跡フイルタの
考え方から来ている。それは、一般にスレツシヨ
ルド現象は、復調器に入る雑音のピーク値が信号
のピーク値を間欠的に上回わるときに起こるか
ら、雑音のピーク時は雑音成分のみ減少させてや
るという考え方である。

上記の如き追跡フイルタは一種の発振器であつ
て、第２図に示すような回路構成をしている。こ
の第２図に示した追跡フイルタを第１図の振幅制
限器３の代りに用いることにより、雑音成分は減
衰され、信号成分のみがDEMO回路４に供給さ
れるものである。即ち、第２図は減衰器６、アン
プ７及び減衰器８を直列に接続し、アンプ７の入
出力間にコイル及びコンデンサから成る帰還回路
９をアンプ７に対して並列的に接続したもので、
両端子１０，１１が第１図のAGC出力路２ａ及
びDEMO回路４の入力路３ａに夫々接続される
ものである。

上記の如き追跡フイルタの動作は、FM入力信
号の瞬時周波数に帰環回路９が共振するように回
路のＱを設定しておき、信号成分のみに対してア
ンプ７及び帰還回路９からなる発振器が発振して
歪及び雑音の少ない復調出力信号を得る。こうす
ることにより、受信入力電力の小さい時における
雑音のピーク値が信号のピーク値を越えるとき発
生するスレツシヨルド現象を抑えることができ
る。

ここで、FM信号の占有帯域幅について第３図
を参照して述べれば、同じ搬送波の場合FM信号
は変調度が深くなるにつれてスペクトラム上エネ
ルギーの分布している幅が広くなることが知られ
ている。この関係を定量的に示した式が、カーソ
ン則帯域幅Ａ（Carson′s rule bandwidth）と呼
ばれる近似式であり、これによれば、FM信号を
歪なく伝送するための記占有帯域幅Ａは、略最高
変調周波数（FM信号の周波数範囲の上限）の２
倍必要となるものである。なお、第３図は横軸を
時間ｔとし、縦軸を周波数にて示す−水平走査
期間のテレビジヨン信号周波数の瞬時変化を示す
説明図である。

このことを考慮した場合、上記した追跡フイル
タがFM入力信号の瞬時周波数Ｂの近傍範囲Ｄの
みを伝達することと一見矛盾しているように思わ
れるが、ごく短時間ではFM信号のスペクトル分
布の大部分が瞬時周波数に集中していると考えら
れるから、追跡フイルタは上記の如く雑音成分の
みを瞬時瞬時において減衰することが可能となる
ものである。

〔背景技術の問題点〕

上記の動作において、帰還回路９は、共振回路
であるため、その回路のＱによつてフイルタ特性
の追跡性、即ち、〔考案の技術分野〕のところで
述べた発振器の追随性が左右されるものである。
つまり、回路のＱを大きくすると雑音除去効果は
大きくなる反面、周波数偏移の大きい（広帯域
の）FM信号に対しては、追随性が弱くなる欠点
があつた。この追随性を補償するためには、回路
のＱをダンピングし、かつ、FM信号の入力レベ
ルを大きくしなければならない。しかし、この入
力レベルを大きくすることは、追跡フイルタを用
いた利点、即ち、通常の復調器でスレツシヨルド
現象を起す入力レベルより小さいレベルでもスレ
ツシヨルド現象を起さないようにして雑音除去性
能が低下しないようにできるということが不可能
となつてしまう。

このように従来は追跡フイルタの回路のＱは折
衷的な大きさに設定し、入力信号のレベルをＱを
下げた分だけ大きくしなければならなかつた。

更に、追跡フイルタはFM入力信号がない時
は、フリーランニングの発振周波数で発振するた
め、この自由発振周波数を搬送周波数に等しくし
ておくのが好ましい。しかし、上記の如く回路の
Ｑを下げてしまうと、発振回路の性質により自由
発振周波数が不安定となると共に、搬送波周波数
に等しくする調整も難しくなるという問題があつ
た。

〔考案の目的〕

本考案は上記事情に鑑みてなされたもので、ス
レツシヨルド改善のために追跡フイルタの考え方
を採用したFM復調器において、前記追跡フイル
タが周波数偏移の大きいFM信号に対してもその
追随性が良好であつて、かつ、このためにFM信
号の入力レベルを大きくしなくても十分な雑音除
去性能、即ち、前記スレツシヨルド改善程度を下
げることのない効果が得られる周波数変調型復調
装置を提供することを目的とする。

〔考案の概要〕

上記目的を達成するため、本考案は追跡フイル
タの発振周波数を復調出力信号によつて制御する
ことにより、追跡フイルタの発振要素である共振
回路のＱを大きくしても、周波数偏移の大きい
FM入力信号周波数に対して前記発振周波数が十
分に追随するようにしたものである。

〔考案の実施例〕

以下本考案の一実施例を第４図、第５図を用い
て説明する。ここに、第４図は本考案の基本系統
図を示し、第５図はその具体的回路図を示す。

まず、第４図の構成を説明するが、第１図の要
素と同一のものについては同符号を用いている。
入力端子１に入来したFM入力信号はAGC増幅器
２を介して、前記FM入力信号の瞬時周波数に同
期して発振する同期発振器１２に印加されるよう
になつている。この同期発振器１２は、共振回路
のＱが大きく選定されたVCOの一種であり、デ
イスクリート部品で構成されたり、集積回路で構
成される。これにより、発振周波数が後述する制
御信号によつて常に前記瞬時周波数近傍になるよ
うに制御されるものである。また、この同期発振
器１２はFM入力信号がないときは、搬送波の周
波数にてフリーランニングしているように設定さ
れている。

こうして同期発振器１２が発振することによつ
て選択されるFM入力信号の信号成分は、DEMO
回路４を介して出力端子５に導出されるようにな
つている。ここで本考案の特徴として、前記出力
端子５に導出された復調出力信号を前記同期発振
器１２の周波数制御端子１２ａに印加するように
している。この復調出力信号が前記した制御信号
に相当し、復調出力信号そのもので同期発振器１
２の発振周波数を制御するので、同期発振器１２
の発振周波数がFM入力信号の瞬時周波数にロツ
クされたようになるものである。

このような構成によれば、同期発振器１２の発
振周波数がDEMO回路４の出力により制御され、
瞬時周波数を追跡するように発振周波数が変化す
るようになる。このとき、同期発振器１２の共振
回路のＱは、大きく選定されているため、瞬時周
波数と同期している保持力（追跡能力）が従来に
比べ非常に高く、周波数偏移の大きな信号に対し
てもはずれる虞れが無い。このため、瞬時周波数
の近傍の周波数成分（第３図Ｄ参照）のみを伝達
し、それ以下の雑音成分を含む帯域（第３図Ａ）
は抑圧される。その結果、FM信号の入力レベル
を小さくしても雑音成分が伝達されないことにな
り、スレツシヨルド現象の起るレベルを小さくす
ることができ、信号対雑音比の少ない復調出力を
得ることができるものである。

第５図は第４図の具体例を示す。

この第４図において、３つの点線にて囲んだ部
分が第４図のAGC増幅器２、同期発振器１２、
DEMO回路４に相当する。前記AGC増幅器２は、
入力端子１から受けたFM入力信号をバンドパス
フイルタ１３を介して被制御アンプ１４、緩衝ア
ンプ１５、検波ダイオード１６、直流増幅器１７
からなる利得制御ループに印加し、このループで
振幅が一定にされた出力を次段の同期発振器１２
に供給している。

この同期発振器１２は入力及び出力側に減衰器
１８，１９を具備し、これらの間にトランジスタ
２０にて構成されるコルピツツ型発振回路２１を
介装している。このコルピツツ型発振回路２１は
コンデンサＣ及びコイルＬからなるＱの高い帰還
回路を前記トランジスタ２０のコレクタ、ベース
間に接続すると共に、同コレクタと接地間に可変
容量ダイオード２２を設けて、この可変容量ダイ
オード２２にDEMO回路４から導線２３を介し
て供給される制御信号を印加するようにしてい
る。この構成により、コルピツツ型発振回路２１
は前記制御信号によつて発振周波数が制御可能と
なるVCOとなり、その出力を前記減衰器１９を
介してDEMO回路４に供給している。ここに、
前記減衰器１８，１９は後段のDEMO回路４の
微分利得特性等を改善するために信号レベルを調
節するものである。

次に、前記DEMO回路４は第１、第２の増幅
器２４，２５の入力端を一つにして出力側を分岐
し、出力側の夫々に、コンデンサC₁、コイルL₁
及び検波ダイオード２６と、コンデンサC₂、コ
イルL₂及び検波ダイオード２７とからなる同調
検波回路部を設けて搬送波の上下の周波数の信号
成分を取り出し、これらの信号成分の差を抵抗２
８，２９の接続交点から導出するようにした構成
となつている。また、この出力は抵抗３０を介し
て第１出力増幅器３１に印加されると共に、第２
出力増幅器３２にも印加されている。そして、こ
の第２出力増幅器３２の出力を前記出力端子５に
導出する一方、前記第１出力増幅器３１は、周波
数設定回路３３にて前記コルピツツ型発振回路の
自由発振周波数を選定できるようになつている。
そして、この第１出力増幅器３１の出力を導線２
３を介して前記同期発振器１２の可変容量ダイオ
ード２２に印加するようにしている。

以上の構成において、FM入力信号がないとき
は、第１出力増幅器３１はコルピツツ型発振回路
を自由発振周波数、即ち、搬送波周波数にて発振
させる。そして、FM入力信号が入力されると、
その周波数に同期して発振させるような制御信号
が前記第１出力増幅器３１より可変容量ダイオー
ド２２に印加される。この第１出力増幅器３１の
出力は、FM入力信号の周波数偏移に応じて変化
し、前記コルピツツ型発振器の発振周波数を常に
入力周波数に追随させるような作用をすることに
なる。

このように本考案は同期発振器１２の発振周波
数を復調出力を帰還して制御するものであるが、
この帰還は従来の帰還方式を利用した復調器のそ
れと意味が異り、前記同期発振器１２を特性可変
フイルタと考えることができ、この特性を前記復
調出力でもつて制御することにある。

〔考案の効果〕

以上説明したように本考案によれば、FM信号
の周波数に同期して発振し、その発振周波数近傍
の周波数信号のみに対してフイルタ作用をするよ
うな発振器を復調器とフロントエンド部等との間
に介装したFM復調装置において、前記復調器の
出力で前記発振器の発振周波数を制御するように
したので、FM入力信号の周波数に追随する能力
が極めて高くなり、周波数偏移の大きな信号に対
しても同期がはずれるということがない。このた
め、復調装置の信号対雑音比が改善されると共
に、入力レベルの小さいFM信号であつてもFM
復調器特有の雑音を生ずることがないという優れ
た効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般の周波数変調型復調器の回路系統
を示す系統図、第２図は第１図の回路に介装する
同期発振器の回路系統を示す系統図、第３図はカ
ーソン則帯域を説明するための説明図、第４図は
本考案に係る周波数変調型復調装置の回路系統を
示す系統図、第５図は第４図を具体化した回路を
示す回路図である。 ４……復調器、１２……同期発振器、１８，１
９……減衰器、２０……トランジスタ、Ｃ……コ
ンデンサ、Ｌ……コイル、２２……可変容量ダイ
オード、２３……信号導線。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 入力する信号の周波数に略等しい周波数に同期
   しつつ発振するようにして前記信号の瞬時占有帯
   域成分を通過させる同期発振器を、周波数変調信
   号を復調器に伝達する信号経路に介装した周波数
   変調型復調器において、 前記同期発振器の発振周波数を前記復調器の出
   力にて制御するようにしたことを特徴とする周波
   数変調型復調装置。