JPS6223931B2

JPS6223931B2 -

Info

Publication number: JPS6223931B2
Application number: JP55121260A
Authority: JP
Inventors: Georuku Kasupaakobitsutsu Uorufudeiitoritsuhi
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-09-04
Filing date: 1980-09-03
Publication date: 1987-05-26
Also published as: FR2464600A1; BR8005613A; US4509205A; FR2530097B1; DE3032701C2; FR2464600B1; IT8068358A0; NL184594B; AU6196380A; NL184594C; GB2059702A; DE3050830C2; ATA442480A; CA1163326A; JPS6421534U; AT380136B; AU544293B2; DE3050831C2; US4547902A; NL7906602A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、同調電圧に対する入力端子を有する
電圧制御発振器と、アンテナ入力端子に結合した
混合段と、フイルタと、電圧制御発振器に結合し
た周波数−電圧変換器を縦続関係で配置して成る
周波数同期ループ（周波数ロツクループ）を有
し、周波数−電圧変換器ではこれに供給された信
号の適正同調周波数からの周波数のずれを電圧の
ずれに変換するラジオ受信機に関するものであ
る。

かかるラジオ受信機は“Radio Menter”No.
６，1966，第512〜518頁におけるG.G.Gassmann
の論文“Ein Neues Empfangsprinzip ｆ¨ｕｒ
FM−Empf¨ａnger mit integrier−ter
Schaltung”に記載されている。

この既知のラジオ受信機は、低い中間周波数が
使用されるから集積回路の形態に構成するのに好
適である。しかしかかる低い中間周波数の使用に
より各送信機（即ち各放送局または各放送電波）
に対し数個の安定状態の生起するおそれが生ず
る。ある放送局から他の放送局へ同調を切替える
場合周波数ジヤンプを双安定マルチバイブレータ
により行つて、不所望の安定な同調状態になるの
を飛越えるようにする上記論文に記載された方法
は数個の欠点を有している。例えば、周波数ジヤ
ンプが不所望の安定な同調状態から開始されるの
を防止する必要があり、周波数ジヤンプは同調の
行われる方向に行う必要があり、双安定マルチバ
イブレータの切替動作は聴取できないようにする
必要があり、かつ双安定マルチバイブレータのセ
ツトおよびリセツト電圧の差が余り顕著でないよ
うにする必要がある。

本発明の目的は、明確な同調状態となりかつ局
間ノイズを自動的に抑制する集積回路の形態に構
成するのに好適な前述した形式のラジオ受信機を
提供するにある。

本発明のラジオ受信機は、フイルタの出力端子
を第１位相検波器の第１入力端子に結合し、かつ
全通過周波数応動180゜移相回路網を介して第１
位相検波器の第２入力端子に結合し、全通過周波
数応動180゜移相回路網はこれを通過する信号の
位相を該信号の周波数に左右される量だけ推移し
かつ前記適正同調周波数の信号の位相を180゜推
移するよう作動し、第１位相検波器を第１リミツ
タを介して、受信機が放送波に実際上正しく同調
されなければオーデイオ信号を阻止するよう作動
するミユーテイング回路の制御入力端子に結合す
るよう構成したことを特徴とする。

周波数同期ループにおける帰還および一層低い
中間周波数への周波数変換により、適正同調状態
に加えて安定な不所望の２次同調状態が生ずる。
本発明の構成を使用した場合、安定な不所望の２
次同調周波数に同調される可能性は依然としてあ
るが、これに付随する妨害作用は抑制される。適
正同調範囲の上下両限値は全通過周波数応動180
゜移相回路網、これに結合した第１位相検波器お
よびこれに結合した第１リミツタによつて調整す
る。上記両限値が適正同調範囲内から適正同調範
囲を越えた場合、ミユーテイング回路が作動す
る。適正同調範囲相互間の音響信号は抑制される
ので、使用者は不所望な２次同調周波数にプルイ
ンされこれに同期されたことには気が付かない。
使用者は所望の適正同調範囲に到達するまで同調
操作を継続する。更に局間ノイズが抑制される。

本発明ラジオ受信機の好適な実施例では、周波
数−電圧変換器が第１および第２入力端子を有す
る第２位相検波器を備え、該第１入力端子をフイ
ルタに結合しかつ第１周波数応動90゜移相器を介
して該第２入力端子に結合し、全通過周波数応動
180゜移相回路網は第１周波数応動90゜移相器に
縦続配置した第２周波数応動90゜移相器を備え、
かつ第１位相検波器の第２入力端子に結合し、第
１および第２周波数応動90゜移相器はこれを通過
する信号の位相を該信号の周波数に左右される量
だけ推移し且つ前記適正同調周波数の信号の位相
を90゜推移するよう作動することを特徴とする。

この構成を使用した場合、第１周波数応動90゜
移相器は周波数−電圧変換器において周波数応動
移相器として使用され、かつ全通過周波数応動
180゜移相回路網の第２周波数応動90゜移相器に
対する予備段として使用されるという事実のた
め、本発明のラジオ受信機を有利に実現すること
ができる。

更に本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、第１位相検波器の第１入力端子を第２リミツ
タを介してフイルタに結合し、第１位相検波器の
第２入力端子を第３リミツタを介して全通過周波
数応動180゜移相回路網の出力端子に結合したこ
とを特徴とする。

この構成を使用した場合、ミユーテイング回路
は受信したアンテナ信号の振幅とは無関係に制御
される。

また本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、第１位相検波器が乗算段および１Hz程度の帯
域幅を有する低域通過フイルタを備えたことを特
徴とする。

この構成を使用した場合周波数変調信号に対
し、ミユーテイング回路がオーデイオ周波数のタ
イミングでスイツチインされ、かつミユーテイン
グ回路が過度に緩慢にスイツチオフされ、従つて
同調に当り送信機の飛越しが生ずるのが防止され
る。

更に本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、周波数−電圧変換器を第１アンプ・リミツタ
を介して電圧制御発振器に結合したことを特徴と
する。

この構成を使用した場合、ループ利得および自
動周波数制御の有効動作範囲の大きさは、第１ア
ンプ・リミツタの制限振幅を適切に選定すること
により、同調回路がスイツチオフ状態になる範囲
につき適切な関係で調整することができる。受信
機が適正同調範囲の縁部に同調された場合、第１
アンプ・リミツタの少なくとも部分的な振幅制限
動作により音響信号のひずみが生じ、これにより
一層最適な同調が可能であることの指示が使用者
に与えられる。

更に本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、第２位相検波器がその２個の入力端子に接続
した乗算段および該乗算段に接続した低域通過フ
イルタを備え、該低域通過フイルタが可聴オーデ
イオ周波数範囲程度の帯域幅を有し、かつミユー
テイング回路を介して受信機の信号処理部に結合
されることを特徴とする。

この構成を使用した場合、周波数電圧変換器は
自動周波数制御用の制御電圧発生回路として作動
するだけでなく、周波数復調器としても作動す
る。

更に本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、フイルタを第２アンプ・リミツタを介して第
２位相検波器の第１入力端子に接続しかつ第２ア
ンプ・リミツタを介して第２リミツタに接続した
ことを特徴とする。

この構成を使用した場合、例えば二乗法則によ
る従来のFM復調器において生ずるFM信号から
AMノイズの二乗法則増幅が防止される。この構
成の受信機では同調範囲外の平均ノイズレベルが
適正同期の場合の平均信号レベルに等しくなるの
で、信号レベルの周りでのノイズレベルの変動に
際し従来の受信機において発生するノイズピーク
が防止される。

更に、この第２アンプ・リミツタの制限振幅を
適切に選定した場合、小さい信号は直線性で増幅
されるので、周波数同期ループの帯域幅は振幅制
限が行われる一層強い所望信号に対するより小さ
いノイズ信号に対し一層狭くなり、従つて高周波
ノイズ妨害は僅かしか聴取されなくなる。

更に本発明のラジオ受信機の好適な実施例で
は、ミユーテイング回路の入力端子をノイズ源回
路に接続し、ミユーテイング回路が付勢された場
合受信機のオーデイオ信号処理部にノイズ信号を
供給するよう構成したことを特徴とする。

この構成を使用した場合には、送信波に適正同
調されていないとき、許容できる人為的ノイズ信
号を発生し、FM受信機が２つの送信機の間に同
調された場合FM受信機が作動状態にあることの
指示を使用者に与える。

図面につき本発明を説明する。第１図は本発明
の実施例としてFM受信機１を示し、この受信機
の一端はアンテナ装置１００に接続し、かつ他端
はスピーカ３２に接続する。FM受信機１は周波
数同期ループ（周波数ロツクループ）６〜１８を
備え、その信号入力端子３は入力増幅器２を介し
てアンテナ装置１００に結合し、またFM受信機
１は制御回路１９〜２７を備え、その一端は後述
する態様で周波数同期ループ６〜１８に結合し、
かつ他端はミユーテイング回路２９の制御入力端
子２８に結合する。ミユーテイング回路２９は第
１および第２入力端子３３および３４を備え、第
１入力端子３３は周波数同期ループ６〜１８の信
号出力端子５に結合し、第２入力端子３４はノイ
ズ源回路３０に結合する。ミユーテイング回路２
９の出力端子はオーデイオ信号処理部３１を介し
てスピーカ３２に結合する。休止状態では第１入
力端子３３がミユーテイング回路２９の出力端子
に接続され、作動状態では第２入力端子３４がミ
ユーテイング回路２９の出力端子に接続される。
周波数同期ループ６〜１８は縦続接続関係で、信
号入力端子３に接続した混合段６、低域通過フイ
ルタ７、周波数−電圧変換器１８、いわゆる第１
アンプ・リミツタ１５、加算回路１６および混合
段６に接続する電圧制御発振器１７を備える。第
１アンプ・リミツタ１５および加算回路１６の共
通接続点を周波数同期ループ６〜１８の信号出力
端子５に接続する。また加算回路１６は同調電圧
入力端子４を有し、これに供給された同調電圧と
第１アンプ・リミツタ１５の出力電圧を加算す
る。周波数−電圧変換器１８は低域通過フイルタ
７に接続した第２アンプ・リミツタ８を備え、そ
の出力端子はいわゆる第２位相検波器３９の第１
入力端子１２に結合し、かつ第２リミツタ９およ
び第１の周波数応動90゜移相器１０の縦続接続回
路を介して第２位相検波器３９の第２入力端子１
３に結合する。第２位相検波器３９は入力端子１
２および１３に接続した混合段１１と、第１アン
プ・リミツタ１５に接続した低域通過フイルタ１
４との縦続接続回路を備える。

制御回路１９〜２７は全ての通過周波数に応動
する180゜移相器１９を備え、この移相器１９は
いわゆる第３リミツタ２１を介していわゆる第１
位相検波器２７の第２入力端子２４に結合する。
位相検波器２７の第１入力端子２３は周波数−電
圧変換器１８の第２リミツタ９の出力端子に結合
する。第１位相検波器２７の出力端子はいわゆる
第１リミツタ２６を介してミユーテイング回路２
９の制御入力端子２８に接続する。

全通過周波数応動180゜移相器１９は、周波数
−電圧変換器１８の第１周波数応動90゜移相器１
０および第３リミツタ２１の間に接続した第２の
周波数応動90゜移相器２０を備える。縦続接続し
た２個の周波数応動90゜移相器１０および２０全
体は全通過周波数応動180゜移相器として作動
し、両方の周波数応動90゜移相器１０および２０
は、これを通過する信号の位相を各通過信号の周
波数に左右される量だけ推移し、かつ通過信号の
位相を各通過信号の所定周波数に対し90゜だけ推
移するよう構成する。第１位相検波器２７は２個
の入力端子２３および２４に接続した混合段２２
と、第１リミツタ２６に接続した低域通過フイル
タ２５との縦続接続回路を備える。

入力増幅器２は搬送波周波数_zを有するアン
テナ信号を増幅し、これを混合段６に供給する。
混合段６ではこのアンテナ信号と、周波数_vcp
を有する電圧制御発振器１７の信号が乗算され、
然る後周波数_z−_vcpを有する所望の混合信号
を低域通過フイルタ７によつて選択する。例えば
周波数の隣接した送信機によつて生ずる不所望の
混合信号は低域通過フイルタ７によつて抑制され
る。具体例では低域通過フイルタ７の3dB通過帯
域は100kHzとした。

第２アンプ・リミツタ８は微弱な信号（例えば
ノイズ信号または低域通過フイルタ７の通過帯域
縁部で充分抑制されなかつた信号）を直線性で増
幅し、かつ低域通過フイルタ７を減衰されること
なく通過した強い入力信号に対しリミツタとして
作動する。第２アンプ・リミツタ８の出力信号は
混合段１１の第１入力端子１２および第２リミツ
タ９に供給し、この出力信号の振幅が第２リミツ
タ９において制限される。次いで周波数応動90゜
移相器１０において周波数応動推移が行われ、周
波数_lを有する信号の位相が90゜推移される。
具体例では90゜移相器１０の特性周波数である周
波数_lを60kHzに選定した。

混合段１１では90゜移相器１０の出力信号と第
２アンプ・リミツタ８の出力信号とが乗算され、
混合段１１の出力端子にはその２個の入力端子に
供給された信号の間の位相差および振幅に比例す
る振幅を有する出力信号が生ずる。従つて周波
数．電圧変換器１８のノイズ特性は、乗算すべき
両信号の振幅を制限する従来の二乗検波FM復調
器に比べ遥に有利になり、その理由はかかる従来
の二乗検波FM復調器は小さいノイズ信号に対し
ても二乗検波方式で作動し、従つて低域通過フイ
ルタ７の通過帯域内に位置するノイズ成分を擾乱
を生ずる程度まで増幅してしまうからである。

低域通過フイルタ１４は混合段１１の出力端子
において得られる混合信号からオーデイオ周波数
混合信号を選択する。このフイルタ１４の低域通
過特性により、周波数同期ループ６〜１８のルー
プゲイン特性の勾配および遮断周波数、従つてル
ープ内で帰還動作が行われる周波数範囲が決る。
具体例ではこの低域通過フイルタ１４（ループフ
イルタとも呼ばれる）の帯域幅は15kHzとした。

周波数−電圧変換器１８の動作を詳細に説明す
るため第２図において曲線１００は、この周波数
−電圧変換器１８の出力電圧Ｖ_DEMの理想的変化
を、送信機周波数_zを有する所定レベルの無変
調アンテナ信号において、標準同調周波数として
使用される差周波数_z−_vcpの関数として示
す。

曲線１００は混合段６で行われる低いベースバ
ンドへの変換の結果_z＝_vcpなる点に対し対称
となる。更に、標準同調周波数_z−_vcpの周波
数_lおよび−_lにおいて第２位相検波器３９の
２個の入力端子１２および１３における信号の間
に90゜の位相推移が得られる。その場合周波数−
電圧変換器１８の出力電圧Ｖ_DEMは零になる。前
記アンテナ信号のレベルを有する信号が低域通過
フイルタ７においてほぼ完全に抑制される周波数
を_gで示すと、出力電圧Ｖ_DEMは標準同調周波数
_z−_vcpにおいて_gより高いかまたは−_gよ
り低い周波数範囲においても零になる。

低域通過フイルタ７の通過帯域縁部においてア
ンテナ信号の部分的な抑制が行われる標準同調周
波数_z−_vcpの値においては、このようにかな
りの程度まで抑制されたアンテナ信号を、混合段
６で発生しかつ低域通過帯域内にあるノイズ信号
により小さくすることができる。小さい振幅の入
力信号に対するアンプ・リミツタ８における直線
性増幅のため、かかる小振幅の入力信号に対して
は出力電圧Ｖ_DEMはかかる小さい振幅の信号が生
ずる周波数、即ち第２位相検波器３９の第１及び
第２入力端子における信号の間の位相差に依存す
るだけでなく、かかる小さい振幅の信号の振幅の
値にも依存する。これにより平均ノイズレベル
は、周波数−電圧変換器１８における復調後_l
における適正同調での平均信号レベルに合致する
こととなる。これにより、ノイズレベルおよび信
号レベルの間の急激な過渡電圧変化が生じなくな
るので、偶発的にノイズに消される微弱なアンテ
ナ信号により不所望のパルス状妨害信号を生ずる
ことがなくなる。

周波数−電圧変換器１８の出力信号Ｖ_DEMは第
１アンプ・リミツタ１５に供給し、ここで所定最
大信号レベルまで出力信号Ｖ_DEMの直線性増幅を
行う。第２図においてこの最大信号レベルは標準
同調周波数_z−_vcpが0.5_lおよび1.5_lで得ら
れる。最大信号レベル以上の信号は制限される。

アンプ・リミツタ１５の動作を詳細に説明する
ため第３図を参照する。第３図において線分１１
０〜１１６は、送信機周波数_zを有する所定レ
ベルの無変調アンテナ信号に対しアンプ・リミツ
タ１５の出力電圧Ｖ_VCOの理想的変化を、標準同
調周波数として使用される差周波数_z−_vcpの
関数として示す。

アンプ・リミツタ１５は標準同調周波数_z−
_vcpにつき線分１１１〜１１３で示した範囲で
は振幅制限モードにある。これらの範囲即ち後述
する保持範囲では周波数同期ループが実際上スイ
ツチインされるが、電圧Ｖ_VCO従つて発振器周波
数_vcpは一定に維持される。出力信号Ｖ_DEMの直
線性増幅は線分１１０および１１４〜１１６で示
した範囲において行われる。しかし周波数同期ル
ープ６〜１８の正帰還は線分１１５および１１６
で示した範囲において行われる。これらの周波数
範囲では発振器周波数が急激に変化する。

負帰還は線分１１４および１１０で示した範囲
で行われる。これらの範囲では安定な同調即ち周
波数同期ループの同期が行われる。本発明により
後述する態様で行われる不所望な２次同調の抑制
は線分１１４の部分で行われる。線分１１５は電
圧制御発振器１７の適正同調範囲即ちいわゆるロ
ツクイン範囲を示す。

ミユーテイング回路２９に対する制御電圧は第
１図に示した制御回路１９〜２７によつて得ら
れ、この制御回路は全通過周波数応動180゜移相
器１９、いわゆる第３リミツタ２１、位相検波器
２７およびいわゆる第１リミツタ２６を備える。

この制御回路１９〜２７の動作を説明するため
第４および５図を参照する。これらの図において
は位相検波器２７の出力電圧Ｖ_CORおよびリミツ
タ２６の出力端子から送出される制御電圧Ｖ_MUTE
を、標準同調周波数として使用される差周波数
_z−_vcpの関数として、送信機周波数_zを有する
所定レベルの無変調アンテナ信号において理想化
した態様で示してある。

第４図に参照数字120で示した如く変化する出
力電圧Ｖ_CORは、混合段２２の入力端子に接続し
た第１位相検波器２７の入力端子２３及び２４の
うち、入力端子２３には振幅制限された信号を直
接供給し、かつ入力端子２４には、この信号が全
通過周波数応動180゜移相器１９において推移さ
れた位相だけの位相差を有する信号をリミツタを
介して供給することによつて得られる。第２周波
数応動90゜移相器２０の特性周波数は第１周波数
応動90゜移相器１０の特性周波数（_l＝60kHz）
に等しく設定するので、０；0.5_l；_l；1.5
_l；−0.5_l；−_lおよび−1.5_lの標準同調周波
数_z−_vcpにおいて位相推移０゜；90゜；180
゜；270゜；−90゜；−180゜および−270゜がそ
れぞれ得られる。低域通過フイルタ２５の帯域幅
は、0.5_l乃至1.5_lの範囲における同調に当り
同調回路がオーデイオ周波数のタイミングで連続
的にスイツチオンおよびスイツチオフされるのを
防止するため過大にならないよう選定する必要が
ある一方、同調に当りミユーテイング回路が過度
に緩慢にスイツチオフされ、これによりいわゆる
送信機のスキツプを招来するのを防止するため過
小にならないよう選定する必要がある。この帯域
幅の実用値は１Hzである。

第５図に折線１３０で示した電圧Ｖ_MUTEの理想
的変化はいわゆる第１リミツタ２６における電圧
Ｖ_CORの無限利得によつて得られる。リミツタ２
６の出力電圧Ｖ_MUTE即ちミユーテイング回路２９
に対する制御電圧は２つの離散値の間で急激に変
化する。ミユーテイング回路２９の切替えは標準
同調周波数_z−_vcpの値−1.5_l；−0.5_l；0.5
_lおよび1.5_lにおいて行われる。

ミユーテイング回路２９が電圧Ｖ_MUTEの正値で
付勢されかつＶ_MUTEの負値で休止状態に切替えら
れるようにし、ミユーテイング回路２９が電圧Ｖ
_MUTEの正値で付勢された場合周波数同期ループ６
〜１８の信号出力端子５は信号処理部３１から減
結合され、この信号処理部３１には−1.5_l以
下、−0.5_lおよび0.5_lの間、並に1.5_l以上の
標準同調周波数_z−_VCOにおいてノイズ源回路
３０が結合される。従つてFM受信機が所望局に
未だ同調されていない場合、スピーカ３２がFM
受信機が作動状態にあることを音響の形態で使用
者に知らせる一方、第３図の線分１１４で示した
範囲における２次局に対する如何なる同調も抑制
される。アンプにより増幅される抵抗の熱雑音は
ノイズ源として作用させることができる。

−1.5_lおよび−0.5_lの間並に0.5_lおよび1.5
_lの間の標準同調周波数_z−_vcpでは周波数同
期ループ６〜１８の信号出力端子５はミユーテイ
ング回路２９を介して信号処理部３１に接続さ
れ、スピーカ３２により音声周波信号の再生が行
われる。前述したように、周波数同期ループ６〜
１８は−0.5_lおよび−1.5_lの間の周波数範囲
では正帰還されるので、この範囲を一回の跳躍で
通過し、0.5_lおよび1.5_lの間の適正同調範囲
においてだけ安定な同調が達成され、ミユーテイ
ング回路２９は休止状態になる。

なお第１，第２及び第３リミツタ２６，９及び
２１の機能は基本的に同じであり、或る値より大
きい振幅を抑制する。しかしこれらリミツタには
普通のFM受信機の中間周波リミツタにおいて通
常みられる如き比較的大きい増幅係数を有する増
幅器を設けることができる。かかる増幅器はこれ
らリミツタの前位の回路における信号増幅が十分
な場合には省略できる。また第４図および第５図
のうち特に後者は理想的変化を示したもので、実
際上電圧Ｖ_CORの振幅変化範囲（第４図）は電圧
Ｖ_MUTEの振幅変化範囲（第５図）とは異なるが、
電圧Ｖ_CORがゼロレベルの周りの小さい正方向又
は負方向限界値を越えた場合第１リミツタによつ
て電圧Ｖ_CORの振幅を制限することにより、電圧
Ｖ_MUTEを第５図に示した前記理想的変化に極めて
良好に近似させることができる。

第６図は本発明のFM受信機の同調動作を示
す。説明を簡単にするため電圧制御発振器１７の
周波数_vcpを、連続的に変化する送信機周波数
_zおよび一定振幅を有する無変調アンテナ信号
の関数として示す。

直線ｐ，ｑ，ｒおよびｓは、標準同調周波数
_z−_vcpの値が−1.5_l，−0.5_l，0.5_lおよび
1.5_lとなる点をそれぞれ示す。ミユーテイング
回路２９は直線ｐおよびｑの間並に直線ｒおよび
ｓの間の標準同調周波数_z−_vcpにおいて休止
状態となり、これらの領域の外側ではミユーテイ
ング回路２９は作動状態となる。

標準同調周波数_z−_vcpが−1.5_l以下の範
囲では、経路Ｇはまず周波数_zの増大する方向
に進む。この場合周波数同期ループはロツクされ
ず、電圧制御発振器１７は自走発振を行う。然る
後_z−_vcp＝−1.5_lの時経路Ｅに到達し、こ
こで周波数同期ループはロツクされ、電圧制御発
振器１７の周波数_vcpが送信機周波数_zにより
プルインされる。経路Ｅは第３図の線分１１４で
示した安定な２次同調の範囲を示す。

経路Ｊでは周波数_zが更に増大する。この範
囲ではリミツタ１５はその振幅制限動作を行い、
周波数_vcpは_zが増大するにも拘らず一定値に
留る。経路Ｊは第３図の線分１１２によつて示し
た保持範囲に対応する。経路Ｇ，ＥおよびＪを通
る場合ミユーテイング回路２９が作動するので、
この周波数範囲での同調に対しては受信機はミユ
ーテイング状態にセツトされ、同調過程につき音
響による指示を与えるノイズ源回路３０のノイズ
だけが再生される。

経路Ｊで周波数_zが増大すると経路Ａに進
み、その場合周波数同期ループにおいて正帰還が
行われる。これにより、周波数同期ループがロツ
クされるまで、周波数_vcpの急激な減少に当り
経路Ａは直線ｐおよびｑの間を通る。ミユーテイ
ング回路２９は低域通過フイルタの狭帯域幅に起
因する慣性遅延の後スイツチオフされるので、こ
の経路を介する周波数ジヤンプの際にもミユーテ
イング回路２９は作動状態に維持され、従つてこ
の周波数ジヤンプは聴取されることがない。

周波数同期ループの前記ロツキングは適正同調
範囲即ちプルイン範囲Ｆにおいて行われる。第３
図ではこの範囲を線分１１０で示す。この場合発
振器周波数_vcpは広い範囲にわたり送信機周波
数_zに追随する。かかる態様で復調機能が自動
周波数制御機能と合体される。

プルイン範囲の縁部は直線ｓによつて形成さ
れ、その場合アンプ・リミツタ１５が振幅制限動
作を開始し、発振器周波数_vcpは送信機周波数
_zの増大に当り一定に維持される。ここでミユ
ーテイング回路２９が付勢される。その場合経路
Ｋに進む。この経路Ｋは第３図の線分１１３で示
した範囲に対応する。

更に送信機周波数_zが増大するとアンプ・リ
ミツタ１５の振幅制限動作が停止し、周波数同期
ループにおいて正帰還動作が生ずる（第３図の線
分１１６を参照）。その結果発振器周波数_vcpが
急激に減少して、逐に周波数同期ループが充分に
非同期（アンロツク）状態になり、電圧制御発振
器１７が完全に自走発振状態になる。その場合経
路Ｄを辿る。

送信機周波数_zが更に増大すると周波数同期
ループは非同期状態に維持され、その場合経路Ｈ
を辿る。経路Ｋ，ＤおよびＨにわたる同調に当り
ミユーテイング回路２９が作動し、音響による同
調指示のため使用されるノイズ源回路３０のノイ
ズだけが聴取される。具体例ではプルイン範囲Ｆ
は約350kHzであつた。

上述したようにして到達した周波数範囲から開
始すると、送信機周波数_zの減少に当り経路Ｈ
の後に経路Ｍを辿り、周波数同期ループの同期は
経路Ｍにおいて維持される。送信機周波数_zが
更に減少すると標準同調周波数_z−_vcpが減少
して、逐に値_gに到達し、周波数同期ループに
おいて正帰還が生ずる（第３図の線分１１６を参
照）。その瞬時に発振器周波数_vcpが急激に増大
して逐に周波数同期ループが同期される。経路Ｂ
で示したこの周波数ジヤンプは、この周波数範囲
ではミユーテイング回路２９が作動しているの
で、聴取されない。

周波数同期ループの同期は適正同調即ちプルイ
ン範囲Ｆにおいて行われ、この範囲Ｆにおいては
復調および自動周波数制御が行われる。その場合
ミユーテイング回路２９は休止状態にある。送信
機周波数_zが減少するとプルイン範囲Ｆの縁部
が直線ｒに到達する。その場合標準同調周波数
_z−_vcpは値0.5_lを有する。この場合アンプ・
リミツタ１５が付勢され、第３図の線分１１１で
示した範囲に対応する経路Ｌを辿る。その場合ミ
ユーテイング回路２９が作動する。

送信機周波数_zが更に減少すると、直線ｑに
おいて周波数同期ループには正帰還が生じ、これ
に応答して発振器周波数_vcpが急激に増大し
て、逐に周波数同期ループが非同期となり、電圧
制御発振器１７は完全に自走発振状態となる。そ
の場合経路Ｃを辿る。経路Ａに対する場合と同じ
く、経路Ｃの際のこの周波数ジヤンプは直線ｐお
よびｑの間の範囲を通る。低域通過フイルタ２５
の狭い帯域幅のためミユーテイング回路２９はあ
る慣性遅れを伴つてスイツチオフされるので、ミ
ユーテイング回路２９は直線ｐおよびｑの間の上
記範囲を通過する際も作動状態に維持される。こ
れにより周波数ジヤンプが抑制される。標準同調
周波数_z−_vcpが更に減少すると、周波数同期
ループは非同期状態に維持され、電圧制御発振器
１７は完全に自走発振状態になる。

なお代案として、アンプ・リミツタ１５およ
び／または制御回路１９〜２７を適切に構成配置
して、ミユーテイング回路が付勢される以前に既
に電圧Ｖ_VCOの振幅制限が行われるようにするこ
とができる。この振幅制限に付随する可聴音ひず
みは、受信機が適正同調範囲の縁部に同調された
ことの指示を使用者に与える。

第１ａ図は本発明の他の実施例としてAM受信
機１′を示し、図中第１図のFM受信機１の回路
と同一機能を有する回路は同一番号で示す。AM
受信機１′は、復調動作が周波数−電圧変換器１
８ではなく振幅検波器５１において行われる点で
FM受信機１とは相違し、振幅検波器５１はAGC
増幅器８′を介して低域通過フイルタ７に接続す
る。振幅検波器５１の出力端子はAGCフイルタ
５０を介してAGC増幅器８′の制御入力端子に接
続し、かつミユーテイング回路２９の入力端子３
３にも接続する。AGCフイルタ５０の時定数は
約0.1秒である。

周波数−電圧変換器１８は自動周波数制御のた
めの制御信号発生回路としてだけ作動し、制御信
号発生回路はFM受信機１のオーデイオ周波数低
域通過フイルタ１４を約１秒の時定数を有する自
動周波数制御フイルタ１４′で置換することによ
つて実現する。

アンテナ信号の所定レベルにおける標準無変調
同調周波数の関数として本発明AM受信機１′の
周波数−電圧変換器１８、第１アンプ・リミツタ
１５、第１位相検波器２７および第１リミツタ２
６の出力電圧の理想的変化並に無変調信号に対す
る同調動作は、FM受信機１の場合と同様であ
り、第２〜６図の説明が適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例のブロツク図、第１ａ
図は本発明の他の実施例を示すブロツク図、第２
〜５図は本発明受信機の作動説明図、第６図は本
発明受信機の同調動作説明図である。１……FM受信機、１′……AM受信機、２……
入力増幅器、３……信号入力端子、４……同調電
圧入力端子、５……信号出力端子、６……混合
段、７……低域通過フイルタ、８……第２アン
プ・リミツタ、８′……AGC増幅器、９……第２
リミツタ、１０……第１周波数応動90゜移相器、
１１……混合段、１４……低域通過フイルタ、１
４′……自動周波数制御フイルタ、１５……第１
アンプ・リミツタ、１６……加算回路、１７……
電圧制御発振器、１８……周波数−電圧変換器、
１９……全通過周波数応動180゜移相器、２０…
…第２周波数応動90゜移相器、２１……第３リミ
ツタ、２２……混合段、２５……低域通過フイル
タ、２６……第１リミツタ、２７……第１位相検
波器、２８……制御入力端子、２９……ミユーテ
イング回路、３０……ノイズ源回路、３１……オ
ーデイオ信号処理部、３２……スピーカ、３９…
…第２位相検波器、５０……AGCフイルタ、５
１……振幅検波器、１００……アンテナ装置。

Claims

【特許請求の範囲】１同調電圧に対する入力端子を有する電圧制御
発振器と、アンテナ入力端子に結合した混合段
と、フイルタと、電圧制御発振器に結合した周波
数−電圧変換器を縦続関係で配置して成る周波数
同期ループを有し、周波数−電圧変換器ではこれ
に供給された信号の適正同調周波数からの周波数
のずれを電圧のずれに変換するラジオ受信機にお
いて、フイルタの出力端子を第１位相検波器の第
１入力端子に結合し、かつ全通過周波数応動180
゜移相回路網を介して第１位相検波器の第２入力
端子に結合し、全通過周波数応動180゜移相回路
網はこれを通過する信号の位相を該信号の周波数
に左右される量だけ推移しかつ前記適正同調周波
数の信号の位相を180゜推移するよう作動し、第
１位相検波器を第１リミツタを介して、受信機が
放送波に実際上正しく同調されなければオーデイ
オ信号を阻止するよう作動するミユーテイング回
路の制御入力端子に結合するよう構成したことを
特徴とするラジオ受信機。２周波数−電圧変換器が第１および第２入力端
子を有する第２位相検波器を備え、該第１入力端
子をフイルタに結合しかつ第１周波数応動90゜移
相器を介して該第２入力端子に結合し、全通過周
波数応動180゜移相回路網は第１周波数応動90゜
移相器に縦続配置した第２周波数応動90゜移相器
を備え、かつ第１位相検波器の第２入力端子に結
合し、第１および第２周波数応動90゜移相器はこ
れを通過する信号の位相を該信号の周波数に左右
される量だけ推移しかつ前記適正同調周波数の信
号の位相を90゜推移するよう作動することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の受信機。３第１位相検波器の第１入力端子を第２リミツ
タを介してフイルタに結合し、第１位相検波器の
第２入力端子を第３リミツタを介して全通過周波
数応動180゜移相回路網の出力端子に結合したこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１または２項記
載の受信機。４第１位相検波器が乗算段および１Hz程度の帯
域幅を有する低域通過フイルタを備えたことを特
徴とする特許請求の範囲第１〜３項中の一項記載
の受信機。５第２位相検波器がその２個の入力端子に接続
した乗算段および該乗算段に接続した低域通過フ
イルタを備え、該低域通過フイルタが可聴オーデ
イオ周波数範囲程度の帯域幅を有し、かつミユー
テイング回路を介して受信機の信号処理部に結合
されることを特徴とする特許請求の範囲第２また
は３または４項記載の受信機。６フイルタの出力端子を第２アンプ・リミツタ
を介して第２位相検波器の第１入力端子に結合
し、かつ第２リミツタおよび第１周波数応動90゜
移相器を介して第２位相検波器の第２入力端子に
結合したことを特徴とする特許請求の範囲第２ま
たは３項記載の受信機。