JPS63234733A - エコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は長距離電話通信回線等における反響信号（以下
エコーという）を消去するエコーキャンセラに係り、特
に、エコーに外乱信号が重畳したとき二九を検出する重
畳通話（以下ダブルトークという）検出回路を備えるエ
コーキャンセラに関する６ 〔従来の技術〕 従来から、長距離回線、拡声電話機、双方向中継器など
におけるエコーを制御するため、エコー阻止装置、音声
スイッチ、エコーキャンセラなどが使用されているゆこ
れら３つのエコー制御手段のうち、前２者は、回線をオ
ンオフするための話頭切断やクリック雑音等の障害が発
生してしまうという欠点がある６エコーキヤンセラは、
このような欠点を補うために開発されたものである。エ
コーキャンセラは、エコーパスの測定を行なって得たエ
コーパスの特性を基に、エコーに近似的な模写（以下レ
プリカという）を合成し、゛このレプリカで実際のエコ
ーをキャンセルするものであり、話頭切断やクリック雑
音等の障害の原因となる構成は有していない。

しかし、エコーキャンセラは、エコーに外乱信号などが
重畳して送信入力端子に入力してきた場合、エコーパス
の測定精度が低下し、また、キャンセル量も、送信入力
端子のエコーと他信号とのレベル比で決まる値まで低下
してしまうという欠点を基本的に有している。そこで、
この重畳状態でのキャンセル量の低下を防ぐために、従
来から、ダブルトーク検出回路が用いられている。

ダブルトーク検出回路を備える従来のエコーキャンセラ
を第３図で説明する。

同図において、４線側からの受信信号は受信入力端子１
０に加えられる。この信号は受信出力端子２０から疑似
的に表現したエコーパス３００に送出される。そしてエ
コー成分は送信入力端子３０に反響入力し、送信出力端
子４０から４線側にリターンしようとする。ここで適応
ディジタルフィルタ（ＡＤＦ）１００は受信入力信号成
分からエコー成分の予測値を作成し減算器１１０にてエ
コー成分を消去しようとする。しかも、その消去残信号
が零に近づく様に消去残信号成分を利用して適応制御が
行なわれる。一方、疑似的に表現した外来雑音（近端話
者の音声）４００が送信入力端子３０に加算されると、
前記適応制御は誤った方向に発散するので。

ダブルトーク検出器２００がこれを検出し、適応制御を
停止する様に動作する。同図のダブルトーク検出器はご
く一般に用いられているもので、エコーキャンセラの受
信電力と送信電力を比較し、例えば送信電力が受信電力
をこえたらダブルトークと判断するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術によると、ダブルトークが発生した場合、
外来雑音（即ち近端話者の音声）レベルが、遠端話者音
声に比べて低い場合、明らかにダブルトーク検出器は動
作せず、従って誤った適応動作が続行されてしまい、ひ
いてはエコー消去能力が低下してしまうという問題があ
った。

この様な問題を解決するために、消去残エコーレベルを
推定し、この消去残エコーレベル推定値と実際の消去残
エコーレベル測定値を比較して後者が前者を上まわった
らダブルトーク有と判断する方式が下記文献に提案され
ている。

ｒ適応形エコーキャンセラにおける重畳通話検出の一方
式と実験結果」昭和５９年度電子通信学会総合全国大会
、Ｎα２３４３゜ 本発明の目的は、前記したダブルトーク検出上の問題点
を上記文献とは異ったアプローチにより解決し、高性能
なダブルトーク検出器、ひいては高性能なエコーキャン
セラを得ることにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するため５本発明では、エコーパスの入
出力信号によりエコーパスの特性を同定し、かつ近似エ
コーレプリカ信号を合成する適応ディジタルフィルタを
含み、前記エコーレプリカを実際のエコー成分から差し
引く様に構成したエコーキャンセラにおいて、送信入力
信号ｙ（ｎ）（標本値表現とし、ｎは時間番号とする）
と近似エコーレプリカ信号９（ｎ）との相互相関係数ρ
ｙ９（ｎ）＋（ここにＥ（・）は期待値演算を表わす）
を計算し、ρｙ９（ｎ）が時間と共に増大してゆく場合
はダブルトーク無しと判断し、ρｙ９（ｎ）が時間と共
に減少が認められた場合ダブルトークと判断して適応デ
ィジタルフィルタの適応動作をただちに停止させる様に
構成する。

〔作用〕

周知のごとく、適応ディジタルフィルタは実際の入力信
号ｙ　（ｎ）に対してそのレプリカ９（ｎ）を演算し、
かつ、誤差信号 ｅ　（ｎ）　＝　ｙ　（ｎ）　−ｙ　（ｎ）　　　　　
・・・・・・（２）に対しＥ（ｅ（ｎ）”）が限りなく
零に近づく様に適応動作する。実際、ｙ（ｎ）に外来雑
音が含まれなければＥ（ｅ（ｎ）２）→０の動作はスム
ースに進行する。

これはとりもなおさずレプリカ９　（ｎ）の波形は信号
ｙ　（ｎ）の波形に限りなく近づいていることを意味す
るから、ｙ　（ｎ）と？（ｎ）の相互相関関数ｐ　ｙ９
（ｎ）　＝　Ｅ　（ｙ　（ｎ）　・９　（ｎ）　）は増
大しているはずである。しかしながら、音声のごとき広
いダイナミックレンジにわたってレベル変動する信号に
対してはこの測度は不適当であり、その電力でノルマラ
イズした（１）式のごとき相互相関係数ρｙＰ（ｎ）が
適している。相互相関係数ρｙ９（ｎ）は限りなく値１
に近づくが、ダブルトークが発生すると信号ｙ　（ｎ）
の中に９（ｎ）とは無相関な成分が含まれてくることに
なるから、ρｙ９（ｎ）は感度良く低下する様になる。

本発明のエコーキャンセラは、この瞬間を捉えて適応デ
ィジタルフィルタの適応制御を停止する様に構成しであ
る。つまり、外来信号が発生すると相互相関係数ρｙ９
（ｎ）は感度よく値１から低下するという性質があり、
その検出は瞬時に行なわれる。従って適応ディジタルフ
ィルタの誤った修正作業が素早く停止されるので、結果
としてエコー打消量の劣化が最小限にくい止められる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図、第２図、第４図を参
照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るエコーキャンセラの全
体ブロック構成図である。第１図において、１０は受信
信号入力端子、２０は受信信号出力端子、３０は送信信
号入力端子、　４０は送信信号出力端子を表わす。更に
、１００は適応ディジタルフィルタ、１１０は減算器、
２００は本発明の特徴とするところのダブルトーク検出
器である。

さて、遠端からの通話信号ｘ（ｎ）は受信入力端子ＩＯ
に加えられ、該信号ｘ（ｎ）はエコーレプリカを合成す
る適応ディジタルフィルタ１００に加えられると同時に
受信出力端子２０から近端話者に向けて送出される。こ
の信号ｘ（ｎ）のエコー成分ｙ　（ｎ）はエコーバス（
第１図では省略）を通り送信入力端子３０に再来する。

一方、適応ディジタルフィルタ１００は信号ｘ　（ｎ）
からエコーレプリカ９　（ｎ）を作成し、減算器１１０
にてｅ　（ｎ）＝　ｙ　（ｎ）−９（ｎ）なるエコー消
去が行なわれる。消去残エコー成分は送信出力端子４０
から遠端話者に向けて送出されると同時に、適応ディジ
タルフィルタの適応制御の駆動信号となる。適応制御の
内容は周知の学習同定法であり、以下に示すアルゴリズ
ムである。

ｅ　（ｎ）　＝ｙ　（ｎ）　　９　（ｎ）　　　　　　
　　　・・・・・・（４）ここでＮは適当ディジタルフ
ィルタのタップ数。

ｈｎ（μ）は時点ｎにおけるそのμ番目のタップ係数値
、αは修正係数とよばれる定数値である。

ダブルトーク検出器２００は２個の信号ｙ　（ｎ）と９
（ｎ）を取り込み、前記（１）式の演算を常時行う。

そして相関係数の低下を検知するとダブルトーク有と判
断して前記修正係数αの制御を行う。つまり、ダブルト
ーク無のときは例えばα＝１とし、ダブルトーク有と判
断した場合はα＝Ｏとして上記（５）式の係数修正を停
止させるのである。

第２＠はダブルトークの検出器２００の詳細構成図であ
る。第２図において２０１．２０２．２０３は乗算器、
　２１１．２１２．２１３は特性の等しい低域通過ディ
ジタルフィルタ、　２０４．２０５は乗算器、２０６は
割算器、２０７は乗算器を表わす。また２２１は平均操
作を行う手段、２２２は間引き用スイッチ手段、２２３
はより大きい方の値を選択して保持する手段を表わし、
２２１と２２２と２２３をまとめた点線部分２２０は相
関係数を平均して推定する手段である。更に２３０は比
較手段、２４０は修正係数αを比較手段２３０の結果に
より制御する手段である。また２５０は信号電力を監視
する手段である。

乗算器２０１．２０２．２０３は夫々ｙ　”　（ｎ）　
ｐ　ｙ　（ｎ）・ｙ　（ｎ）、　ｙ２（ｎ）を作成し、
これ等の乗算器２０１．２０２゜２０３の出力は、夫々
後段に設けられたフィルタ２１１゜２１２、２１３によ
り時間平均操作によって期待値として出力される。つま
り、フィルタ２１１．２１２．２１３は、第（１）式の
期待値演算Ｅ（・）を行なう。そして、乗算器２０４．
２０５及び割算器２０６により第（１）式の自乗の演算
結果が得られる。尚、本実施例では。

平方根演算をさけるため、割算器２０６の出力を改めて
相関係数ρｙ９（ｎ）としている。

この様にして算出された時点ｎにおける相関係数ρｙ９
（ｎ）は、相関係数を平均化して推定する手段２２０に
入力され、推定された相関係数ｐｙ９が算出される。即
ち、比較的長い時間窓で平均化手段２２１にて平均化し
、スイッチ手段２２２で間引き、前回の時間窓における
結果と今回の時間窓における結果とを比較して大きい方
の値を選択して保持する手段２２３により保持してＰｙ
９を得る。平均値手段２２１および間引きスイッチ２２
２は具体的にはアキュームレータのごとき回路で構成さ
れる。この様にして、時々刻々と値１に近づきつつある
相関係数ρｙ９（ｎ）の、時間窓における平匂推定値ｐ
ｙ９が保持手段２２３に蓄積されてゆく。一方、瞬時値
ρｙ９（ｎ）は乗算器２０７にてβ＝１＋ｉ（εはわず
かな正数）倍に増幅されて比較手段２３０により前述の
丁ｙｙと比較される。

Ｗ（ｎ）　＝　ｐ　ｙ９（ｎ）　（１＋β）　　　ｐｙ
９　　−（６）としてＷ（ｎ）≧Ｏであればダブルトー
ク無しと判断して、修正係数αを制御する手段２４０を
オン制御する。この場合、α＝１とされる訳である。な
お、上記β倍の意味は、小さな雑音等の変動に対してα
＝１を保障するよゆうをもたせるため、あるいはゆっく
りした回線変動に対してα＝１を保障するためにある。

さて、ダブルトークが発生すると瞬時値ρｙ９（ｎ）は
低下を開始する。（６）式の結果は感度良く負となり、
その結果としてα＝０と制御されるのである。そしてダ
ブルトークで乱された相関係数値は１より大分低下する
のでその平均値低下することとなり、保持手段２２３に
対しては捨てられることとなる。

ところで、受信入力信号が存在しない場合（遠端話者が
声を発していない場合）は当然のことながらエコーｙ　
（ｎ）およびエコーレプリカ９　（ｎ）は零であり、（
１）式の演算は数学的不定となる。この様な場合、演算
をさければ良い。監視手段２５０はこれを実行するもの
であって２個の電力σｙ２＝Ｅ　（ｙ（ｎ）”） ｃｒ　ｐ”　＝　Ｅ　（９（ｎ）”　）をしかるべきし
きい値と比較し、いずれかの信号型力無と判断したなら
ば割算以降の演算をディスイネーブルするようにしてい
る。従って、αの値は以前の値がそのまま残ることとな
る。

第４図は１本実施例における測定データを示す図である
。ＬＲは受信信号電力、ＬＮは外来雑音電力を表わし、
測定値の上段はダブルトーク前の残留電力、下段はダブ
ルトーク後の残留電力である、尚、エコー損失条件とし
て、ハイブリッドリターンロスは６ｄｂである。この第
４図によれば、はとんど劣化が認められないことがわか
る。この値は。

第３図のごとき従来例では１０ｄｂ位の劣化はさけられ
ないものであったのであるから、本発明の効果は大きい
。

〔発明の効果〕

本発明によれば、適応形ディジタルフィルタを含むエコ
ーキャンセラにおいて、ダブルトークの発生を素早く適
格に検知可能であり、適応ディジタルフィルタの係数修
正作業をただちに停止させることができるので、誤まっ
た修正作業もしくは係数の発散が防止され、エコー消去
量の低下を防ぐことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るエコーキャンセラの全
体ブロック構成図、第２図は第１図に示すダブルトーク
検出回路の詳細構成図、第３図は従来のエコーキャンセ
ラのブロック構成図、第４図は第１図に示す実施例での
ダブルトーク前後における消去残留電力比較図である。 １０・・・受信入力端子、２０・・・受信出力端子、３
０・・・送信入力端子、４０・・・送信出力端子、１０
０・・・適応ディジタルフィルタ、１１０・・・減算器
、２００・・・ダブルトーク検出器、２０１．２０２．
２０３．２０４．２０７・・・乗算器、２０６・・・割
算器、２１１．２１２．２１３・・・低域通過ディジタ
ルフィルタ、２２０・・・相関係数推定手段、２３０・
・・比較手段、２４０・・・修正係数制御手段、２５０
・・・電力監視手段。 代理人弁理士　　秋　　本　　正　　実１［１図 ２δ ｌＩ　２　図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、２線４線変換部で発生するエコー成分を含む信号ｙ
   （ｎ）（ここにｎは時点番号）に対しそのレプリカ■（
   ｎ）を合成する適応ディジタルフィルタ手段と、誤差ｅ
   （ｎ）＝ｙ（ｎ）−■（ｎ）を演算する手段とを備え、
   前記誤差ｅ（ｎ）によって前記適応ディジタルフィルタ
   手段を適応制御する構成のエコーキャンセラにおいて、
   前記信号ｙ（ｎ）とレプリカ■（ｎ）との相互相関係数
   ρｙ■（ｎ）を演算する手段と、該相互相関係数ρｙ■
   （ｎ）を長い時間窓で平均化し該平均値を次々とより大
   きな値におきかえて推定値＠ρ＠ｙ■を得る手段と前記
   相互相関係数ρｙ■（ｎ）と前記推定値＠ρ＠ｙ■とを
   比較したＷ（ｎ）＝ρｙ■（ｎ）・β−＠ρ＠ｙ■（こ
   こにβは正の定数）の正負に応じて前記適応ディジタル
   フィルタの適応制御停止を制御する手段とを備えると共
   に、前記相互相関係数ρｙ■（ｎ）が計算不能の場合は
   前記適応ディジタルフィルタの前記適応制御停止手段を
   ディスイネーブルして以前の制御状態を保持するように
   構成したことを特徴とするエコーキャンセラ。