JPH02260716A - エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、衛星通信、音声パケット通信等の通信回線
において２線−４′ａ変換部で発生する近端エコーを消
去するエコーキャンセラに関するものである。

（従来の技術） 現在の電話回線では、一般に加入者線の２線式回線と伝
送路の４線式回線との間の変換を行なうハイブリッド回
路が用いられていたが、このハイブリッド回路では、イ
ンピーダンスのミスマツチングによって受信信号が送信
線路に漏れてエコーが生ずる。衛星通信のように遅延が
大きい網においてはこのエコーが通信の障害となるため
、送信線路にエコーキャンセラを挿入してエコーを消去
する方式をとっている。また、音声、画像、データを統
合して取扱う統合網では、音声をパケット化して通信を
行なうため、国内回線においても大きな遅延を生じるの
で音声パケット通信においてもエコーキャンセラを用い
てエコーを消去する必要がある。

第２図は電話回線においてエコーキャンセラを適用する
場合の従来の回路構成を示すブロック図である。

同図において、１０は電話機、１．２は加入者線、１４
はハイブリッド回路（図中記号Ｈで示しである）、１６
はディジタル対アナログ変換器（図中記号Ｄ／Ａで示し
である）、１８はアナログ対ディジタル変換器（図中記
号Ａ／Ｄで示しである）、２０は減算器、２２は適応デ
ィジタルフィルタ（図中記号ＡＤＦで示しである）及び
２４はダブルトーク検出器（図中ＤＴＤで示しである）
であり、この適応ディジタルフィルタ２２、減算器２ｏ
及びダブルトーク検出器２４でエコーキャンセラ２６ヲ
構成している。

この従来の回路の動作につき簡単に説明する。

遠端からの受信信号ｘ（ｋ）　　（但し、ｋはサンプリ
ング時刻）は、Ｄ／Ａ変換器１６によってアナログ信号
ｘ（ｔ）　　（但し、ｔは時間）に変換されてハイブリ
ッド回路（Ｈ）＋４に入力され、２線信号として加入者
線１２を通じて電話機１ｏに伝送される。このとき、ハ
イブリッド回路（Ｈ）＋４のインピーダンスミスマツチ
ングにより、受信信号ｘ（ｔ）が送信路に漏れ、エコー
信号ｙ（ｔ）として送出されてしまう、一方、電話機１
０からの近端入力信号ｎ（ｔ）は、ハイブリッド回路（
１−１）１４によって４線信号に変換されて、送信路に
送出される。すなわち、送信信号ｓ　（ｔ）はエコー信
号ｙ（ｔ）と近端入力信号ｎ（ｔ）との和として、５（
ｔ）　＝　ｙ（ｔ）　＋　ｎ（ｔ）と表される。

エコーキャンセラ２６には、受信信号ｘ（ｋ）と、Ａ／
Ｄ変換器１８によってディジタル信号に変換された送信
信号５（ｋ）とが入力する。エコーキャンセラ２６の適
応ディジタルフィルタ２２は、学習同定法により、Ｄ／
Ａ変換器１６からハイブリッド回路（Ｈ）＋４を通って
Ａ／Ｄ変換器１８に至る系（以下、エコーパスという）
のインパルス応答を遂次推定し、推定したインパルス応
答と受信信号とにより疑似エコー信号ｙ（ｔ）を発生し
、これを減算器２０で送信入力信号５（ｋ）から差し引
くことによってエコーを消去する。従ってこの減算器２
０はエコー消去回路として機能し、この減算器２０の出
力は残差信号ｅ（ｋ）　＝　５（ｋ）　−ｙ（ｋ）とし
て送出される。

ところが、学習同定法では、エコーパスインパルス応答
の推定に受信信号系列：Ｘ＝　＝　（ｘ（ｋ）、ｘ（ｋ
−１）　、−１ｘ（ｋ−Ｎ◆ｌ）　）と、残差信号ｅ（
ｋ）とを用いているため、近端信号ｎ　（ｔ）が大きい
ダブルトーク状態で推定を続１ｆでゆくと、推定インパ
ルス応答が乱れてしまう、ダブルトーク検出器２４はダ
ブルトーク状態を検出し、推定停止信号ＩＮＨを出力し
て適応ディジタルフィルタ２２の推定を停止させてこれ
を防ぐ働きをする。このダブルトーク検出方法としては
、例えば受信信号ｘ（ｋ）と残差信号ｅ（ｋ）のパワー
比を求め、このパワー比Ａが所定の閾＠ＡＴ以下である
とき、すなわち、 Ａ≦Ａア の条件を満足したときダブルトーク状態であると判定す
る。ここでＡＴはダブルトーク検出閾値である。この方
法は、ダブルトーク検出感度が高く、近端信号ｎ（ｋ）
の小さいレベルでも検出することが出来る。

しかしながら、エコーパスが他の系に切り替ったときに
も、残差信号ｅ（ｋ）のパワーが増加するため、（２）
式が成立し、実際には、ダブルトーク状態ではないのに
ダブルトークであると判定し、その結果ダブルトーク検
出器２４から前述した推定停止信号ＩＮＨ！適応ディジ
タルフィルタ２２へ出力し、このフィルタ２２での推定
動作を停止させてしまう。

実際の電話回線では、電話機のオンフック状態からオフ
フック状態への切換又はその逆の切換動作時や、ミュー
ト動作時にエコーパスの変化が生じ、エコーを消去でき
なくなる。

そこで従来は、特開昭６１−５６５２６号公報で開示さ
れているように、閾値ＡＴをダブルトーク判定時には一
つ前のサンプリング時刻での閾値よりも一定ｉ！ｉ６．
ｊ”け小さな値とし及び非ダブルトーク判定時には一つ
前のサンプリング時刻での閾値よりも一定ｉ１６゜たけ
大きな値とするように設定することによって、エコーパ
スの変化に対応させる手法が用いられている。すなわち
、それぞれの場合のａ値Ａｖを ■ダブルトーク判定時 ＡｔＣｋ◆Ｉ）＝　Ａ　ｖ（ｋ）−５ｕ■非ダブルトー
ク判定時 Ａ　Ｔ（ｋ◆１）＝　Ａ　ｙ（ｋ）＋　５゜と定めでい
る。

このような閾値ＡＴの定め方に従えば、エコーバスの変
化であるのに、ダブルトークと判定した場合に、閾値Ａ
、の値が下がるため、定時間がたつとパワー比ＡｔＪ＜
ｆｌ＠Ａｙよりも大（Ａ＞ＡＴ）となり、従って前述の
（２）式の条件を満たさなくなり、よって推定を開始す
る。ここで６ｕの値は実際のダブルトーク状態が３秒以
上続くことは非常に少ないことから、従来はダブルトー
ク状態であると判定してから約３秒竣にＡ＞Ａ、となる
ように決めている。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、以上述べた従来方法では、エコーパスの
変化をダブルトーク判定の時間により検出するため、エ
コーパスが変化してからこれを検出するまで少なくとも
約３秒かかってしまう。

ざらに実際のダブルトーク時の安全性を重視すると検出
のための時間を充分長くしなければならず、エコーキャ
ンセラのエコーパス変化への追随性を大きく失うという
問題点があった。

また、近年電話回線では音声通信だけでなく、モデムを
用いたデータ通信も行われる。しかし、データ通信時に
はダブルトーク状態が長く続くため、従来の方法はデー
タ通信には適用できず、音声通信のみに用途が限られて
いた。

この発明は以上に述べたエコーキャンセラのダブルトー
ク検出感度を高くするとエコーパス変化の追随性が悪く
なるという問題点とモデム信号に対して適用できないと
いう問題点を除去するためになされたものであり、従っ
て、この発明の目的はダブルトーク検出感度を下げるこ
となく、エコーパス変化に対して追随性がよく、なおか
つ、モデム信号にも適用可能なエコーキャンセラを提供
することにある。

（課題を解決するための手段） この目的の達成を図るため、この発明によれば、受信信
号を入力して疑似エコー信号を発生させる適応ディジタ
ルフィルタと、この疑似エコー信号を受信信号のエコー
が加った送信信号から差し引くことによってエコー信号
を消去した残差信号を送出すエコー消去回路と、この残
差信号と受信信号のパワー比からダブルトーク状態を検
出して前述の適応ディジタルフィルタの推定動作を停止
させるダブルトーク検出器とを有するエコーキャンセラ
において、 ダブルトーク検出器がダブルトーク状態を検出し推定動
作が停止している間にエコーパスの変化を検出した時に
推定動作が停止した適応ディジタルフィルタの当該推定
動作を再開させるための推定開始信号を前述の適応ディ
ジタルフィルタに出力するエコーパス変化検出器を設け
、 このエコーパス変化検出器は、前述の受信信号と送信信
号のパワー比を求め、このパワー比の平均値と分散値と
を計算する計算回路と、この分散値が第一の閾値よりも
小さく同時に第一の閾値よりも小さい第二の閾値よりも
大きくかつ平均値が第三の閾値よりも大きい時にエコー
パス変化があると判定し前述の推定開始信号を出力する
比較判定回路とを有することを特徴とする。

（作用） 上述したこの発明の構成によれば、ダブルトーク検出器
がダブルトーク状態であると検出したときにエコーパス
変化検出器によって、このダブルトーク状態の検出がエ
コーパスの変化に起因する場合にはこのダブルトーク状
態の検出によって停止した適応ディジタルフィルタの推
定動作を再開させるための推定開始信号を当該エコーパ
ス変化検出器から適応ディジタルフィルタへ出力させる
。

この推定開始信号を出力させるため、ダブルトーク状態
の有無に拘らず、常時、計算回路においで受信信号のパ
ワーと送信信号のパワーとのパワー比を算出しておく、
そして推定動作が停止したとき、この算出されたパワー
比の、Ｎサンプリング時間当りの分散値及び平均値を算
出し、続いて、比較判定回路において、常時、この分散
値を第−閾値及び第二閾値と比較しかつ平均値を第三閾
値と比較する。そしてダブルトーク状態検出により推定
動作が停止している時、この分散が第一閾値よりも小さ
くかつ第二閾値より大きくかつ平均値が第三閾値よりも
大きいと判定されると、この比較判定回路から適応ディ
ジタルフィルタへ前述の推定開始信号を出力する。

このように、この発明では、ダブルトーク状態検出がエ
コーパスの変化に起因するものか否かを監視してあり、
エコーパスの変化が生じて推定開始信号を出力するまで
の時間は従来のような３秒という待ち時間を必要としな
いので、実質的にエコーパス変化検出回路での処理時間
のみであり、従って、この発明のエコーキャンセラは、
従来の約１／１０以下の時間で適応ディジタルフィルタ
を再開始させることが可能な、エコーパス変化に著しく
追随性が良い。

また、同時（こ送・受信信号がモデム信号であるかどう
かを監視しており、モデム信号に対しても適用可能であ
る。

（実施例） 以下、図面を参照してこの発明のエコーキャンセラの実
施例を説明する。

第１図はこのエコーキャンセラを説明するためのブロッ
ク図、第３図はこのエコーキャンセラに設けたエコーパ
ス検出器の回路構成を示すブロック図である。尚、第１
図において、第２図に示した構成部分と同一の構成成分
については同一番号を付して示し、特に言及する場合を
除き、その詳細な説明を省略する。

第１図に示゛すように、この発明に係るエコーキャンセ
ラ３０ヲ適応デイジタルフイルタ（ＡＤＦ）２２、ダブ
ルトーク検出器（ＤＴＤ）２４、エコー消去回路として
の減算器２０の従来の構成条件に追加してエコーパス変
化検出器４０を設けて構成する。

このエコーパス変化検出器４０は、受信信号ｘ（ｋ）と
送信信号５（ｋ）とを取り込んでエコーパスの変化を監
視しており、推定動作が停止しでいる間にエコーパスの
変化を検出した時には適応ディジタルフィルタ２２の当
該推定動作を再開させるための推定開始信号を当該適応
ディジタルフィルタ２２へ出力する構成となっている。

次に、このエコーパス変化検出器４０につき詳述する。

この発明では、このエコーパス変化検出器４０を、受信
信号ｘ（ｋ）と送信信号Ｓ　（ｋ）のパワー比を計算す
るパワー比計算回路５０、この前記パワー比の平均値ｍ
　ＡＥａ計算する平均計算回路６０、このパワー比の分
散値σ２ＡＥを計算する分散計算回路７０及びスイッチ
ＳＷとから成る計算回路３５と、これら平均値及び分散
値の出力を用いてエコーパス変化の判定を行なう比較判
定回路８０とを以って構成する。

このような構成のエコーパス変化検出器の動作ｆこつい
て第１図及び第３図を用いて説明する。

まず、パワー比計算回路５０に送信信号５（ｋ）と受信
信号ｘ（ｋ）とを入力させ、パワー計算回路５１．５２
でこれら信号５（ｋ）　、ｘ（ｋ）の短時間にわたる平
均パワー５（ｋ）　、Ｘ（ｋ）を算出した後、次式（３
）に従って求める。

このため、平均パワーＳ　（ｋ）及びＸ　（ｋ）を対数
変換回路（Ｉ２０９＋。）　５３．５４で対数領域の値
Ｌｓ　（ｋ）　、Ｌｘ（ｋ）に変換する。減算器５５で
は、これら信号の差（Ｌ　ｘ（ｋ）−Ｌ　５（ｋ））を
求めることにより上式（３）のパワー比Ａ　Ｅ（ｋ）！
算出して出力する。ここで上述したパワー計算回路５１
．５２においては、平均パワー５（ｋ）　、　Ｘ（ｋ）
は従来周知のように次式 ％式％（） によって求めることが出来る。

この実施例においては、このパワー比Ａ　ｔ（ｋ）をス
イッチＳＷを経て平均計算回路６０及び分散計算回路７
０にそれぞれ供給する。このスイッチＳＷはダブルトー
ク検出器２４がダブルトーク状態を検出して推定停止信
号ＩＮ）−１を出力している問、この推定停止信号ＩＮ
Ｈによって閉成する構成となる電子式、光学式、或は、
機械式のいずれかの形成のスイッチであってもよい、こ
のスイッチＳＷが開成となっている間、従って、ダブル
トーク検出器２４がダブルトーク状態を検出し推定停止
信号ｌＮｌ−１出力している間に、平均計算回路６０及
び分散計算回路７０において、パワー比Ａ　Ｅ（ｋ）の
Ｎサンプル時間の平均値ｍＡＥと分散値０２ＡＥ　！そ
れぞれ、 に従って求める。ここで、Ｎは１００ｍ５ｅＣから２０
０ｍ５ｅｃ程度の時間に相当する値、例えば、８ｋＨ２
サンプリングで８００〜１６００サンプル程度の値であ
る。

この実施例では、この平均計算回路６０では、先ず、累
算器（ＡＣＣ：）６１によってパワー比Ａ　Ｅ（ｋ）の
累算値を計算し、周期ＮのパルスＴによって、Ｎサンプ
ル目の累算値従ってＮサンプル区間のパワー比Ａ　ｅ（
ｋ）の和　Σ　Ａε（ｋ）　　の値をラッチ回路（Ｄ）
６２にセットすると同時に、累算器６１の内容をクリア
する。そして、ラッチ回路６２にセットした累算Ｊａミ
ラ算器６３に送り、そこで定数「１／ＮＪをこれに乗じ
てパワー比の平均４１ｍ□を得、これを平均計算回路６
０の出力として比較判定回路８０と分散計算回路７０と
に送る。

一方、分散計算回路７０では、前述のスイッチＳＷが閉
成している間、先ず、２東回路７１でパワー比Ａ　Ｅ（
ｋ）の２乗値Ａ　ｔ（ｋ）”を求め、これを累算器７２
へ送り、累算値従ってＮサンプル区間の２乗値前（ｋ）
２の和（＞、、Ａバｋ）２）の値を算出する。そしてこ
の累算値を、前述の場合と同様に、周期ＮのパルスＴに
よって、ラッチ回路（Ｄ）７３にセットすると同時に累
算器７２の内容をクリアする。

そして、このラッチ回路７３にセットした累算値を乗算
器７４へ送り、そこで定数１１／ＮＪを乗じてＮサンプ
ル区間のパワー比Ａ　、（ｋ）の２乗平均へ送る。この
減算器７６には、前述した平均計算回路６０の出力であ
るパワー比の平均値ｍＡｔＭ２乗回路７５で２乗して得
られた平均値の２乗の値（ｍＡＥ’）が送られてきてお
り、２乗平均値におけるパワー比の平均＠ｍ□及び分散
値σ２ＡＥを考える。送信信号５（ｋ）は、近端入力信
号ｎ（ｋ）とエコー信号ｙ　（ｋ）の和であるから、（
ｍＡＥ’）とから分散値 れを比較判定回路８０に送る。

この平均値ｍ□及び、分散値σ２ＡＥを用いて、比較判
定回路８０では推定停止がエコーパスの変化によるもの
かどうかを判定し、エコーパス変化によるものであると
判定した場合には、推定開始信号ＡＤＰ！適応ディジタ
ルフィルタ２２に出力する。

次に、この比較判定回路におけるエコーパス変化の判定
方法についで述べる。

今、エコーパスのインパルス応＝ａｈとしたときのパワ
ー比Ａ　ｔ（ｋ）がどのようになるかを考え、次に、非
ダブルトーク時及びダブルトーク時５（ｋ）　　＝　ｎ
（ｋ）　　＋　ｙ（ｋ）＝ｎ（ｋ）＋Ｈ”　　Ｘ（ｋ）
　　　　　　　　　　（７）（但し、Ｔは転値行列を表
す） と表される。（７）式で与えられる送信信号５（ｋ）の
平均パワー５（ｋ）！求めると、ｎ　（ｋ）とｘ（ｋ）
は無相関であるから、エコーパスの遅延が小さいとき、
（４，１）式の短詩ｎ平均パワーＸ　（ｋ）を用いて、
近似的に ５（ｋ）　＝Ｎ（ｋ）　＋１Ｈ１２Ｘ（ｋ）　　　　　
　　（８）となる、従って、（３）式および（８）式よ
り、受信信号ｘ（ｋ）と送信信号５（ｋ）のパワー比Ａ
ε（ｋ）は、 で表される。

従って、非ダブルトーク時には、近端入力の平均パワー
Ｎ　（ｋ）は非常に小さな値であるから、（９）式のパ
ワー比Ａ　１（ｋ）は となる、　　（１０）式で与えられたパワー比Ａ　Ｅ（
ｋ）は、エコーパス（第１図参照）での減衰を反映しで
おり、電話回線においては、あるひとつのエコーパスに
ついては、はぼ一定の正の値である。

すなわち、（５）式で計算されるパワー比Ａ　１（ｋ）
の平均値ｍ□は正の値で、（６）式で計算される分散値
のＯ”ＡＥは小さな値となる。

一方ダプルトーク時には、 ■受信入力信号ｘ　（ｋ）と近端入力信号ｎ（ｋ）が同
時に存在する場合、 ■ｘ（ｋ）とｎ（ｋ）が音声信号のとき、ｘ（ｋ）とｎ
　（ｋ）は無相関であるから、（９）式で表されるＡ　
Ｅ（ｋ）の時間的な変化が大きい、すなわち、（６）式
の分散値σ２□は大きな値となる。

■ｘ（ｋ）とｎ（ｋ）がモデム信号のとき、一般に広く
用いられている中・低速モデムでは、ｘ（ｋ）　、ｎ（
ｋ）は正弦波を位相変調、または周波数変調した信号で
あるため、振幅変化は極めて小さい、すなわち、（９）
式で表されるＡ　Ｅ（ｋ）の時間的変化は非常に小さく
、（６）式の分散値σ２Ａεは、先（こ述べた音声信号
の非ダブルトーク時の値よりも非常に小さな値となる。

また、 ■近端入力だけが存在する場合、ｘ（ｋ）は非常に小さ
な値となるため（９）式Ａ　ｔ（ｋ）は大きな負の値と
なる。すなわち（５）式の平均値ｍＡＥは、負の値とな
る。

以上の点を考慮すると、分散値σ２Ａ！が音声のダブル
トークを識別する閾値（これを第一の閾値ＴＨＩとする
）よりも小さく、同時にＴＨＩよりも小さいモデム信号
のダブルトークを識別する閾値（これを第二の閾値ＴＨ
２とする）よりも大きく、しかも、平均値ｍＡＥがある
閾値（これを第三の閾値ＴＨ３とする）よりも大きい場
合には、ダブルトーク検出器２４（第１図）がダブルト
ーク状態１８：検出しでも実際にはダブルトークでなく
エコーパスの変化であると検出できる、当該第一の閾値
ＴＨＩと、第二の閾値ＴＨ２と第三の閾値ＴＨ３とをそ
れぞれ予め設定することが出来る。

従って、このように予め設定した第一の閾値ＴＨ１、第
二の閾値ＴＨ２及び第三の閾！！ＴＨ３を用いて、 ＴＨ２＜０２ＡＥ　＜ＴＨ１、かつ、ｍＡＥ＞ＴＨ３を
満足するとき、エコーパスの変化であると判定すること
が可能である。

そこで、この実施例では、この比較判定回路８０を、第
三の閾値ＴＨ３と平均値ｍＡＥとの比較回路８１と第一
の閾値下Ｈ１と分散値σ２ＡＥどの比較回路８２と、第
二の閾値ＴＨ２と分散値Ｇ　”ＡＥとの比較回路８３と
、これら比較回路８１．８２及び８３のそれぞれの結果
とパルスＴとの論理積（Ａ　Ｎ　Ｄ）回路８４とを以っ
て構成する。このような構成の比較判定回路８０では、
比較回路８１において平均値ｍＡＥと第三の閾値Ｔ）（
３との比較を行い、ｍＡＥ＞ＴＨ２ならば論理「１」を
出力する。また、比較回路８２において、分散値σへ、
と第一の閾値ＴＨ１との比較を行い、σ２ＡＥ＜ＴＨｌ
ならば論理「１」を出力する。また、比較回路８３にお
いて、分散値σ２Ａ１．と第二の閾値Ｔｌ−１２との比
較を行い、σ２Ａ！＞ＴＨ２ならば論理「１」を出力す
る。

ＡＮＤ回路８４において、これら比較回路８１．８２及
び８３のそれぞれの出力と、パルスＴとの論理積をとり
、この論理積ｒｉＪの出力を推定開始信号として適応デ
ィジタルフィルタ２２（第１図）へ出力し、これを再始
動させる。このように、Ｔ　Ｈ２＜　Ｇ　”ＡＥ　＜　
Ｔ　Ｈ１であってしかもｍＡｌ：〉ＴＨ３のとき推定動
作を停止させた原因がエコーパス変化であると判定し、
推定開始信号Ａ［）Ｐ（論理ｒｌＪ）！１サンブリジグ
区間出力する。

この発明は上述した実施例のみ限定されるものではなく
、多く変形又は変更をなし得ること明らかである０例え
ば、第３図で説明したエコーパス変化検出器の構成はこ
の実施例の構成でなくてもよく、受信信号と送信信号と
のパワー比を用いてその平均値及び分散値を算出し、こ
れら平均値及び分散値を予め定めたそれぞれの閾値と比
較して推定開始信号を出力する構成となっていれば良い
。

又、第１図及び第３図にブロック図で示した構成例には
、この発明を理解する上で必要な構成成分を示しである
が、この発明のエコーキャンセラを作動させるに必要な
りロックパルス発生器、Ｎ周期パルスＴの発生器、サン
プリング周期Ｎ３、第一、第二及び第三の閾値ＴＨＩ、
ＴＨ２及びＴＨ３等のメモリをはじめ、その他当業者が
容易に理解できる回路及び又はその他の常套手段はその
図示及び説明を省略しである。

（発明の効果） 上述した説明からも明らかなように、この発明のエコー
キャンセラによれば、受信信号と送信信号のパワー比の
平均と分散を計算する回路と、ダブルトーク検出器がダ
ブルトーク状態と判定し、推定動作が停止している間に
、分散値が第１の閾値よりも小さく同時に第１の閾値よ
りも小さい第２の閾値よりも大きく平均値が第３の閾値
より大きいときにエコーパスの変化であると判定する回
路を設けたので、従来に比べて約１／１ｏ以下の時間で
その判定が行え、よってエコーパスの変化に対する追随
性の向上が期待できると同時に、モデム信号に対しても
適用することができる。

ざらに、受信信号の平均パワーを求める際に、エコーパ
スの定遅延を考慮すれば、遅延の大きいエコーパスによ
るエコーを消去するエコー主ャンセラにも適用可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明のエコーキャンセラの説明に供する
ブロック回路図、 第２図は、従来のエコーキャンセラの説明に供するブロ
ック回路図、 第３図は、この発明のエコーキャンセラを構成するエコ
ーパス変化検出器の具体的構成例を示すブロック回路図
である。 ７６・・・減算器 ７１．７５・・・２乗回路、 ８０・・・比較判定回路 ８１．８２．８３・・・比較回路 ８４・・・論理積（Ａ　Ｎ　Ｄ）回路 Ｓ　Ｗ−・・スイ・ンチ。 １０−・・電話機、　　　　　１２−・・加入者線１６
・・・ディジクル対アナログ（Ｄ／Ａ）変換器＋　８−
−・アナログ対ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０・・・
エコー消去回路（又は減算器）２２・・・適応ディジタ
ルフィルク（ＡＤＦ）２４−・・ダブルトーク検出器（
ＤＴＤ）３０−・・エコーキャンセラ、３５−・・計算
回路４０・・・エコーパス変化検出器 ５０−・・パワー比計算回路、５１．５２−・・パワー
計算回路５３．５４−・・対数変換回路、６０・−平均
計算回路６１．７２−・・累算器（ＡＣＣ） ６２．７３−・・ラッチ回路（Ｄ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号を入力して疑似エコー信号を発生させる
   適応ディジタルフィルタと、該疑似エコー信号を受信信
   号のエコーが加った送信信号から差し引くことによって
   エコー信号を消去した残差信号を送出するエコー消去回
   路と、前記残差信号と受信信号のパワー比からダブルト
   ーク状態を検出して前記適応ディジタルフィルタの推定
   動作を停止させるダブルトーク検出器とを有するエコー
   キャンセラにおいて、 ダブルトーク検出器がダブルトーク状態を検出し推定動
   作が停止している間にエコーパスの変化を検出した時に
   、推定動作が停止した前記適応ディジタルフィルタの当
   該推定動作を再開させるための推定開始信号を該適応デ
   ィジタルフィルタに出力するエコーパス変化検出器を設
   け、 該エコーパス変化検出器は、前記受信信号と送信信号の
   パワー比を求め、該パワー比の平均値と分散値とを計算
   する計算回路と、前記分散値が第一の閾値よりも小さく
   かつ該分散値が第一の閾値よりも小さい第二の閾値より
   も大きくかつ前記平均値が第三の閾値よりも大きい時に
   エコーパス変化があると判定し前記推定開始信号を出力
   する比較判定回路とを有する ことを特徴とするエコーキャンセラ。