JPS6323752B2 - - Google Patents
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- JPS6323752B2 JPS6323752B2 JP56020477A JP2047781A JPS6323752B2 JP S6323752 B2 JPS6323752 B2 JP S6323752B2 JP 56020477 A JP56020477 A JP 56020477A JP 2047781 A JP2047781 A JP 2047781A JP S6323752 B2 JPS6323752 B2 JP S6323752B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明はパルス幅変調インバータの変調回路に
係り、特に変調波を階段状のレベルで構成して、
極性変化のない直流三角波と上記の変調波とを比
較して得られる信号に基づいてパルス幅変調イン
バータのゲート信号を形成するパルス幅変調イン
バータの制御方法に関する。 第１図はパルス幅変調インバータの主回路を示
したものである。一般に上記のパルス幅変調イン
バータのゲート信号は変調波として階段波、矩形
波パルス列、台形波、直流レベル等を、搬送波と
して三角波、鋸歯状波等を使用し両者を比較して
得ている。従来上記の変調波として使用する階段
波としては第２図のような階段波が使用されてい
た。上図はインバータ周波数の半サイクルで１周
期分のパルス幅変調された信号を得る変調方式を
示したものである。三角波と階段波とを比較する
変調区間は変調波の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）によつ
て異なるが、Ｕ相の場合は（2n−１）π／Ｎ〜
2nπ／Ｎ（ｎ；正の整数、Ｎ；インバータの半サ
イクル中の搬送波の個数）である。上記の階段波
はできるだけ正弦波に近似するように各変調区間
では相異なるレベルを与えるように構成しててい
る。 したがつてこのような階段波を構成するにはイ
ンバータの半サイクル中に変調レベルが１／２（Ｎ −１）種類必要になる。このためＮが増加すると
ともにレベル数が増加し変調レベルを構成する回
路が複雑になる。またレベルを与えるデータをレ
ジスタ等を用いて構成しようとすると、レジスタ
数が増加し、そのレジスタをコントロールする回
路が複雑になる。またレジスタにある計算処理の
結果、データをストアする場合はレジスタ数が多
い程、変調レベルを計算するのに時間が必要にな
り、インバータの出力電圧の設定時間が遅くな
り、制御系の応答速度に悪影響を及ぼす。更にイ
ンバータの基本波電（実効値）は半サイクル中の
搬送波の個数Ｎの大小にかかわらず、ほぼ一定、
例えばインバータの入力電圧EDが270V（交流受電
電圧200Vコンバータ部ダイオード３相ブリツジ
回路の場合）の時は160V程度となる。そのため
インバータの周波数が高くなり、Ｎを減少させて
も最大基本波電圧は増加せず、定格電圧180V程
度の負荷を運転するには昇圧用のトランスが必要
となり、インバータ装置が大型化するだけでな
く、装置の価格が上昇するという欠点がある。 本発明の目的は上記の欠点にかんがみ、変調波
となる階段波を構成するレベル数（段数）を３個
以下にして、その構成はモータ損失を低減できる
構成にして、しかもＮの個数（Ｎ；インバータの
出力電圧の半サイクル中の搬送波の個数）及び階
段波の段数を減らすことにより、基本波電圧の最
大値を方形波電圧（インバータの出力電圧が方形
電圧の場合）に近づけ、出力電圧の制御範囲を拡
大して、昇圧トランスの必要ないパルス幅変調イ
ンバータの制御方法を提供するにある。 本発明では変調波である階段波を第２図で示す
相異なる変調レベルを与える区間に対して同一種
類の変調レベルを与える区間を形成し、３個以下
のレベルによつて構成するようにしたものであ
る。 以下変調波のレベルの決め方について述べる。
第３〜５図は本発明の実施例で使用する変調方式
を示したものである。第３図はＮ＝21の場合の変
調方式を示したものである。図のａ，ｂ，ｃは変
調レベルがそれぞれ１、２、３種類で構成した場
合の変調方式を示す。第４図はＮ＝15の時の３種
類の変調レベルを使用して階段波を構成する場合
の変調方式を示したものである。第５図はＮ＝９
における変調波の構成を示したものである。この
場合はインバータ周波数の高い領域で、即ち
E1／ｆ＝一定制御する場合は出力電圧が大きな
領域で使用される場合が多い（E1；インバータ
出力基本波電圧（実効値）、；周波数）。そのた
めこの場合は実用上変調レベルは以下の理由で２
以下で構成するのが良い。 上記の変調方式は下記の考え方によつて決めら
れたものである。変調波の形状はインバータの出
力電圧に直接関係する。そこで下記の２点に留意
して決めた。(1)モータの損失が最小にできる変調
波の構成にする。(2)インバータの出力電圧（実効
値）は方形波のインバータ出力電圧に近いものに
する。上記の(1)のモータ損失評価関数として次式
で与えられる関数を導入した。 Ｗ＝Ｋ・（１／n1.5）・（Eo／E1）2（ｎ＝１、３、５
、… …） (1) ただし Ｋ；比例定数 Eo；ｎ次高調波成分 (1)は回転子スロツト形状が長方形であるとした
場合のスロツト漏れ磁束による表皮効果を考慮し
て銅損Ｗを求めたものである。(2)としてはインバ
ータ入力電圧ED＝270Vに対して190V〜200V（な
おこの場合の方形波のインバータ出力電圧（実効
値）は210Vである。）なるように決めた。例えば
インバータの定格電圧180Vとなるようにするに
は上記の最大基本波電圧を確保すればインバータ
内部での電圧降下分を考えても、負荷（モータ）
側と昇圧トランスを介せずに直接結合できるから
である。 PWMインバータの出力電圧EUV（Ｕ−Ｖ相の線
間電圧）は次式で与えられる。 EUV＝２∞ 〓n=1 E2o-1・sin(2n-1)・2π／３sin(2n-1)ωt (2) ただし、ω；インバータ基本角周波数 ここで（2n−１）次高調波成分E2o-1は E2o-1＝2ED／（2n−１）π〔P 〓 〓i=1 ｛（−１）i+1∫〓i〓i-1sin（2n−１）θdθ｝＋（
−１）p×∫〓/2〓psin（2n−１）θdθ〕(3) となる。 ただし Ｐ＝（Ｎ−１）／２（Ｎ；インバータの出力 電圧の半サイクル中の搬送波の個数） …(4) θi＝π／Ｎ｛ｉ−（−）iDr／2H｝（ｒ＝１〜３、ｉ＝
１、 ……ｐ） ED；インバータ入力電圧 …(5) (i) Ｎ＝21の場合 (a) 変調レベルが１種類 第６図はＮ＝21の時の関数Ｗと振幅比KH
との関係を示したものである。ここで振幅比
KHは変調波の波高値に対する搬送波の波高
値として定義される。図中Ａ，Ｂ，Ｃはそれ
ぞれ変調波の０〜π／２の区間中０〜π／
42、０〜3π／42、０〜5π／42の各区間を零
にして残りの区間にD1で示す一つの変調レ
ベルで変調波を構成する場合を示したもので
ある。これよりＢの場合の変調波がＷを最も
小さくすることができる。なお変調波の形状
評価は変調波がπ／２、πに関して対称であ
ることから０〜π／２で行えば良い。 第７図はＢ方式による変調方式を用いた場
合のｎ次高調波成分Eoと基本波電圧E1との
比Eo／E1と振幅比KHの関係を示したもので
ある。変調レベルを１つで構成しても５、
７、11、13等の低次高調波成分は方形波電圧
のそれより小さいことがわかる。また最大基
本波電圧（実効値）（E1）naxは205V程度（第
１２図参照）あり、上記の条件(1)、(2)何れの
場合でも第３図のａの変調波の構成が良いこ
とがわかる。 (b) 変調レベルが２種類 第８図は関数Ｗと変調レベル比D1／D2と
の関係を変調レベルD1を与える時点をパラ
メータにして表わしたものである。A′、
A″；B′、B″；C′、C″；D′、D″はそれぞれ変
調波の０〜π／２の区間中D1の区間がπ／
42〜3π／42、π／42〜5π／42、π／42〜
π／６、π42〜9π／42の場合のD1／D2とモー
タ損失関数との関係を表わしたものである。
関数Ｗを最小にするという観点からは振幅比
KH変えてもB′、B″の変調波の構成即ち変調
波π／２の区間中変調レベルD1の与える区
間π／42〜5π／42、D2の与える区間5π／42
〜π／２（ただし０〜π／42は零レベルを与
えることにする。）で変調波を構成し、その
際の変調波のレベル比D1／D2は0.4付近の値
にするのが良いことがわかる。この場合の最
大基本波電圧は（実効値）202V（第１２図参
照）であり、５、７、11、13等の低次高調波
成分（E5／Ｅ、E7／E1、E11／Ｅ、E13／E1）
は４％以下となつており実用上問題のない値
となつている。変調レベルが２つの場合は第
３図のｂの変調波の構成が良いことがわか
る。 (c) 変調レベルが３種類 ３つの変調レベルで変調波を構成する場合、
変調レベルD1，D2，D3を０〜πの区間中ほぼ
均等に配置しないと高調波成分が増加して関数
Ｗが増加する。変調波レベルD1，D2，D3の配
置としては第３図のｃの方法が一番良いことが
計算上確認されている。なおこの場合変調波の
レベル比D1／D3、D2／D3は第１０図から関数
Ｗが最小となる値から求まる。この値は同図か
らD1／D30.45、D2／D30.95となる。また
この場合低次高調波成分E5／E1、E7／E1は２
％以下、E11／E1、E13／E1は４％〜８％程度と
なつており、低減効果があることがわかる。ま
たこの場合最大基本波電圧（実効値）（E1）nax
は191V程度となる。 ところで、変調レベル数を更に増加しても高
調波成分の低減効果は期待できず、逆に、イン
バータの最大出力基本波電圧E1は、レベル数
を４個にすると、約175〔Ｖ〕程度まで低下する
ことが実験により解つた。一方、電動機の出力
トルクは、インバータ出力電圧の二乗に比例す
るため、インバータ出力電圧の低下は、効率の
観点から約10％程度以内に抑えることが望まし
い。 このような実験を通じて、本発明では、変調
レベル数が３個と４個の間で出力電圧E1の低
下分がピークとなり、かつ高調波低減効果も少
ないことを明らかにし、上記電動機効率をも満
たすべく変調レベル数を３以下に設定してい
る。 Ｎ＝15、９の場合も上記と同様の手法を用い
て変調波の構成が決まる。以下その要点のみ記
述する。 (ii) Ｎ＝15の場合 (a) 変調レベルが１種類 第１３図は変調波の０〜π／２の区間中零
レベルを配置する場合（残りの区間はD1レ
ベル１種類で変調波を構成する。）の関数Ｗ
と振幅比KHとの関係を示したもので、図中
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ変調波の０〜π／
２の区間中０〜π／30、０〜π／10、０〜
π／６、０〜7π／30の区間が零である場合
を示す。これよりＢの場合の変調波の構成が
有効であることがわかる。Ｂの場合の最大基
本波電圧（実効値）（E1）naxは表１より
199.1V程度ある。振幅比KHの強い関数とな
つており、高調波成分が振幅比に強く依頼し
ている。この場合の変調波の構成は第４図ａ
に示す。 (b) 変調レベルが２種類 表２にD1とD2の切替え時点をパラメータ
とした場合のＷの最小値（Ｗ）nioを示したも
のである。これよりA1の場合即ち０〜π／
２の区間中D1とD2の切替時点π／10の場合
（０〜π／30が零レベル、π／30〜π／10が
D1レベル、π／10〜π／２がD2レベルで変
調レベルを配置）で変調波を構成するのが良
いことがわかる。なおこの場合の変調波のレ
ベル比D1／D2は0.25であり、最大基本波電
圧（実効値）は202.7Vとなる。この場合の
変調波の構成は第４図ｂに示す。第１４図は
Eo／E1と振幅比KHとの関係を示す。E5／E1、
E7／E1は４％以下となつている。低次高調
波成分の低減効果があることがわかる。 (c) 変調レベルが３種類 表３は変調レベルが３種類の場合０〜π／
２の区間中のD1からD2への切替時点と関数
Ｗの最小値（Ｗ）nioとの関係を表わしたもの
である。これより切替時点がπ／６の場合が
良いが、（Ｗ）nioの値46.12（％）で、最大基本
波電圧（E1）naxは191.2Vであり、この場合(b)
の場合と比較して（Ｗ）nio値は大きく、最大
基本波電圧（E1）naxはレベル数が増加したた
めに減少している。これより変調波のレベル
数を増加しても得策でないことが分る。但し
レベル数を増加すると低次高調波成分E5／
E1、E7／E1、E11／E1等はKH≧0.6では3.8％、
１％、13％程度となるため多少の低減効果は
ある。 (iii) Ｎ＝９の場合 (a) 変調レベルが１種類 第１５図は変調レベルを１種類にして構成
した場合の関数Ｗと振幅比KHとの関係を示
したもので、Ａ、Ｂはそれぞれ変調波の０〜
π／２の区間中０〜π／18、０〜π／６が零
の場合を示す。これよりＡの構成が良いこと
がわかる。表４はＡの構成で変調波を形成し
た場合、ｎ次高調波成分、最大基本波電圧共
に方形波インバータの出力電圧に接近してい
る。 (b) 変調レベルが２種類 第１６図は変調レベルを２種類で構成した
場合の関数Ｗと変調レベル比D1／D2との関
係を表わしたもので、変調波０〜π／２の区
間中Ａ，Ｂはそれぞれπ／18〜π／６、π／
18〜5π／18の区間をD1レベルで与える場合
を示す。これよりＡの場合即ちD1をπ／18
〜π／６、D2をπ／６〜π／２（但し零レベ
ルを０〜π／18に配置）に配置してレベル比
D1／D2＝0.8になるように変調波を構成する
のが良い。表４には上記の変調
係り、特に変調波を階段状のレベルで構成して、
極性変化のない直流三角波と上記の変調波とを比
較して得られる信号に基づいてパルス幅変調イン
バータのゲート信号を形成するパルス幅変調イン
バータの制御方法に関する。 第１図はパルス幅変調インバータの主回路を示
したものである。一般に上記のパルス幅変調イン
バータのゲート信号は変調波として階段波、矩形
波パルス列、台形波、直流レベル等を、搬送波と
して三角波、鋸歯状波等を使用し両者を比較して
得ている。従来上記の変調波として使用する階段
波としては第２図のような階段波が使用されてい
た。上図はインバータ周波数の半サイクルで１周
期分のパルス幅変調された信号を得る変調方式を
示したものである。三角波と階段波とを比較する
変調区間は変調波の各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）によつ
て異なるが、Ｕ相の場合は（2n−１）π／Ｎ〜
2nπ／Ｎ（ｎ；正の整数、Ｎ；インバータの半サ
イクル中の搬送波の個数）である。上記の階段波
はできるだけ正弦波に近似するように各変調区間
では相異なるレベルを与えるように構成しててい
る。 したがつてこのような階段波を構成するにはイ
ンバータの半サイクル中に変調レベルが１／２（Ｎ −１）種類必要になる。このためＮが増加すると
ともにレベル数が増加し変調レベルを構成する回
路が複雑になる。またレベルを与えるデータをレ
ジスタ等を用いて構成しようとすると、レジスタ
数が増加し、そのレジスタをコントロールする回
路が複雑になる。またレジスタにある計算処理の
結果、データをストアする場合はレジスタ数が多
い程、変調レベルを計算するのに時間が必要にな
り、インバータの出力電圧の設定時間が遅くな
り、制御系の応答速度に悪影響を及ぼす。更にイ
ンバータの基本波電（実効値）は半サイクル中の
搬送波の個数Ｎの大小にかかわらず、ほぼ一定、
例えばインバータの入力電圧EDが270V（交流受電
電圧200Vコンバータ部ダイオード３相ブリツジ
回路の場合）の時は160V程度となる。そのため
インバータの周波数が高くなり、Ｎを減少させて
も最大基本波電圧は増加せず、定格電圧180V程
度の負荷を運転するには昇圧用のトランスが必要
となり、インバータ装置が大型化するだけでな
く、装置の価格が上昇するという欠点がある。 本発明の目的は上記の欠点にかんがみ、変調波
となる階段波を構成するレベル数（段数）を３個
以下にして、その構成はモータ損失を低減できる
構成にして、しかもＮの個数（Ｎ；インバータの
出力電圧の半サイクル中の搬送波の個数）及び階
段波の段数を減らすことにより、基本波電圧の最
大値を方形波電圧（インバータの出力電圧が方形
電圧の場合）に近づけ、出力電圧の制御範囲を拡
大して、昇圧トランスの必要ないパルス幅変調イ
ンバータの制御方法を提供するにある。 本発明では変調波である階段波を第２図で示す
相異なる変調レベルを与える区間に対して同一種
類の変調レベルを与える区間を形成し、３個以下
のレベルによつて構成するようにしたものであ
る。 以下変調波のレベルの決め方について述べる。
第３〜５図は本発明の実施例で使用する変調方式
を示したものである。第３図はＮ＝21の場合の変
調方式を示したものである。図のａ，ｂ，ｃは変
調レベルがそれぞれ１、２、３種類で構成した場
合の変調方式を示す。第４図はＮ＝15の時の３種
類の変調レベルを使用して階段波を構成する場合
の変調方式を示したものである。第５図はＮ＝９
における変調波の構成を示したものである。この
場合はインバータ周波数の高い領域で、即ち
E1／ｆ＝一定制御する場合は出力電圧が大きな
領域で使用される場合が多い（E1；インバータ
出力基本波電圧（実効値）、；周波数）。そのた
めこの場合は実用上変調レベルは以下の理由で２
以下で構成するのが良い。 上記の変調方式は下記の考え方によつて決めら
れたものである。変調波の形状はインバータの出
力電圧に直接関係する。そこで下記の２点に留意
して決めた。(1)モータの損失が最小にできる変調
波の構成にする。(2)インバータの出力電圧（実効
値）は方形波のインバータ出力電圧に近いものに
する。上記の(1)のモータ損失評価関数として次式
で与えられる関数を導入した。 Ｗ＝Ｋ・（１／n1.5）・（Eo／E1）2（ｎ＝１、３、５
、… …） (1) ただし Ｋ；比例定数 Eo；ｎ次高調波成分 (1)は回転子スロツト形状が長方形であるとした
場合のスロツト漏れ磁束による表皮効果を考慮し
て銅損Ｗを求めたものである。(2)としてはインバ
ータ入力電圧ED＝270Vに対して190V〜200V（な
おこの場合の方形波のインバータ出力電圧（実効
値）は210Vである。）なるように決めた。例えば
インバータの定格電圧180Vとなるようにするに
は上記の最大基本波電圧を確保すればインバータ
内部での電圧降下分を考えても、負荷（モータ）
側と昇圧トランスを介せずに直接結合できるから
である。 PWMインバータの出力電圧EUV（Ｕ−Ｖ相の線
間電圧）は次式で与えられる。 EUV＝２∞ 〓n=1 E2o-1・sin(2n-1)・2π／３sin(2n-1)ωt (2) ただし、ω；インバータ基本角周波数 ここで（2n−１）次高調波成分E2o-1は E2o-1＝2ED／（2n−１）π〔P 〓 〓i=1 ｛（−１）i+1∫〓i〓i-1sin（2n−１）θdθ｝＋（
−１）p×∫〓/2〓psin（2n−１）θdθ〕(3) となる。 ただし Ｐ＝（Ｎ−１）／２（Ｎ；インバータの出力 電圧の半サイクル中の搬送波の個数） …(4) θi＝π／Ｎ｛ｉ−（−）iDr／2H｝（ｒ＝１〜３、ｉ＝
１、 ……ｐ） ED；インバータ入力電圧 …(5) (i) Ｎ＝21の場合 (a) 変調レベルが１種類 第６図はＮ＝21の時の関数Ｗと振幅比KH
との関係を示したものである。ここで振幅比
KHは変調波の波高値に対する搬送波の波高
値として定義される。図中Ａ，Ｂ，Ｃはそれ
ぞれ変調波の０〜π／２の区間中０〜π／
42、０〜3π／42、０〜5π／42の各区間を零
にして残りの区間にD1で示す一つの変調レ
ベルで変調波を構成する場合を示したもので
ある。これよりＢの場合の変調波がＷを最も
小さくすることができる。なお変調波の形状
評価は変調波がπ／２、πに関して対称であ
ることから０〜π／２で行えば良い。 第７図はＢ方式による変調方式を用いた場
合のｎ次高調波成分Eoと基本波電圧E1との
比Eo／E1と振幅比KHの関係を示したもので
ある。変調レベルを１つで構成しても５、
７、11、13等の低次高調波成分は方形波電圧
のそれより小さいことがわかる。また最大基
本波電圧（実効値）（E1）naxは205V程度（第
１２図参照）あり、上記の条件(1)、(2)何れの
場合でも第３図のａの変調波の構成が良いこ
とがわかる。 (b) 変調レベルが２種類 第８図は関数Ｗと変調レベル比D1／D2と
の関係を変調レベルD1を与える時点をパラ
メータにして表わしたものである。A′、
A″；B′、B″；C′、C″；D′、D″はそれぞれ変
調波の０〜π／２の区間中D1の区間がπ／
42〜3π／42、π／42〜5π／42、π／42〜
π／６、π42〜9π／42の場合のD1／D2とモー
タ損失関数との関係を表わしたものである。
関数Ｗを最小にするという観点からは振幅比
KH変えてもB′、B″の変調波の構成即ち変調
波π／２の区間中変調レベルD1の与える区
間π／42〜5π／42、D2の与える区間5π／42
〜π／２（ただし０〜π／42は零レベルを与
えることにする。）で変調波を構成し、その
際の変調波のレベル比D1／D2は0.4付近の値
にするのが良いことがわかる。この場合の最
大基本波電圧は（実効値）202V（第１２図参
照）であり、５、７、11、13等の低次高調波
成分（E5／Ｅ、E7／E1、E11／Ｅ、E13／E1）
は４％以下となつており実用上問題のない値
となつている。変調レベルが２つの場合は第
３図のｂの変調波の構成が良いことがわか
る。 (c) 変調レベルが３種類 ３つの変調レベルで変調波を構成する場合、
変調レベルD1，D2，D3を０〜πの区間中ほぼ
均等に配置しないと高調波成分が増加して関数
Ｗが増加する。変調波レベルD1，D2，D3の配
置としては第３図のｃの方法が一番良いことが
計算上確認されている。なおこの場合変調波の
レベル比D1／D3、D2／D3は第１０図から関数
Ｗが最小となる値から求まる。この値は同図か
らD1／D30.45、D2／D30.95となる。また
この場合低次高調波成分E5／E1、E7／E1は２
％以下、E11／E1、E13／E1は４％〜８％程度と
なつており、低減効果があることがわかる。ま
たこの場合最大基本波電圧（実効値）（E1）nax
は191V程度となる。 ところで、変調レベル数を更に増加しても高
調波成分の低減効果は期待できず、逆に、イン
バータの最大出力基本波電圧E1は、レベル数
を４個にすると、約175〔Ｖ〕程度まで低下する
ことが実験により解つた。一方、電動機の出力
トルクは、インバータ出力電圧の二乗に比例す
るため、インバータ出力電圧の低下は、効率の
観点から約10％程度以内に抑えることが望まし
い。 このような実験を通じて、本発明では、変調
レベル数が３個と４個の間で出力電圧E1の低
下分がピークとなり、かつ高調波低減効果も少
ないことを明らかにし、上記電動機効率をも満
たすべく変調レベル数を３以下に設定してい
る。 Ｎ＝15、９の場合も上記と同様の手法を用い
て変調波の構成が決まる。以下その要点のみ記
述する。 (ii) Ｎ＝15の場合 (a) 変調レベルが１種類 第１３図は変調波の０〜π／２の区間中零
レベルを配置する場合（残りの区間はD1レ
ベル１種類で変調波を構成する。）の関数Ｗ
と振幅比KHとの関係を示したもので、図中
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ変調波の０〜π／
２の区間中０〜π／30、０〜π／10、０〜
π／６、０〜7π／30の区間が零である場合
を示す。これよりＢの場合の変調波の構成が
有効であることがわかる。Ｂの場合の最大基
本波電圧（実効値）（E1）naxは表１より
199.1V程度ある。振幅比KHの強い関数とな
つており、高調波成分が振幅比に強く依頼し
ている。この場合の変調波の構成は第４図ａ
に示す。 (b) 変調レベルが２種類 表２にD1とD2の切替え時点をパラメータ
とした場合のＷの最小値（Ｗ）nioを示したも
のである。これよりA1の場合即ち０〜π／
２の区間中D1とD2の切替時点π／10の場合
（０〜π／30が零レベル、π／30〜π／10が
D1レベル、π／10〜π／２がD2レベルで変
調レベルを配置）で変調波を構成するのが良
いことがわかる。なおこの場合の変調波のレ
ベル比D1／D2は0.25であり、最大基本波電
圧（実効値）は202.7Vとなる。この場合の
変調波の構成は第４図ｂに示す。第１４図は
Eo／E1と振幅比KHとの関係を示す。E5／E1、
E7／E1は４％以下となつている。低次高調
波成分の低減効果があることがわかる。 (c) 変調レベルが３種類 表３は変調レベルが３種類の場合０〜π／
２の区間中のD1からD2への切替時点と関数
Ｗの最小値（Ｗ）nioとの関係を表わしたもの
である。これより切替時点がπ／６の場合が
良いが、（Ｗ）nioの値46.12（％）で、最大基本
波電圧（E1）naxは191.2Vであり、この場合(b)
の場合と比較して（Ｗ）nio値は大きく、最大
基本波電圧（E1）naxはレベル数が増加したた
めに減少している。これより変調波のレベル
数を増加しても得策でないことが分る。但し
レベル数を増加すると低次高調波成分E5／
E1、E7／E1、E11／E1等はKH≧0.6では3.8％、
１％、13％程度となるため多少の低減効果は
ある。 (iii) Ｎ＝９の場合 (a) 変調レベルが１種類 第１５図は変調レベルを１種類にして構成
した場合の関数Ｗと振幅比KHとの関係を示
したもので、Ａ、Ｂはそれぞれ変調波の０〜
π／２の区間中０〜π／18、０〜π／６が零
の場合を示す。これよりＡの構成が良いこと
がわかる。表４はＡの構成で変調波を形成し
た場合、ｎ次高調波成分、最大基本波電圧共
に方形波インバータの出力電圧に接近してい
る。 (b) 変調レベルが２種類 第１６図は変調レベルを２種類で構成した
場合の関数Ｗと変調レベル比D1／D2との関
係を表わしたもので、変調波０〜π／２の区
間中Ａ，Ｂはそれぞれπ／18〜π／６、π／
18〜5π／18の区間をD1レベルで与える場合
を示す。これよりＡの場合即ちD1をπ／18
〜π／６、D2をπ／６〜π／２（但し零レベ
ルを０〜π／18に配置）に配置してレベル比
D1／D2＝0.8になるように変調波を構成する
のが良い。表４には上記の変調
【表】
【表】
【表】
【表】
波の構成をした場合の低次高調波成分と最大
基本波電圧（E1）naxを示す。低次高調波成分
E5／E1、E7／E1、E11／E1等は殆ど変わらな
いが、モータ損失関数Ｗの最小値はレベル数
を増加すると逆に増加している。これは高次
の高調波が効いてくるためである。また
（E1）naxはレベル数を増加するにつき、
210.5Vから205.13Vに減少している。（この
ことからＮ＝９の時は変調レベルは２レベル
程度で構成するが、モータ損失を最小値にす
る（高調波成分を低減する）上でも、最大基
本波電圧をより方形波電圧に近づける上でも
良いことがわかる。） 以上Ｎが21、15、９の各場合について変調レベ
ルが３つ程度で構成するのがモータ損失（高調波
成分の低減）及びインバータ出力電圧の最大基本
波電圧をより方形波電圧に近づけるのに良いこと
がわかる。これはＮが21より大きいＮ＝３×（2m
−１）（ｍ≧５、ｍ；整数）に対しても同様の議
論が適用される。これは以上の議論からもわかる
ように変調レベル比を適切な値にとつた場合、高
調波成分はＮの値に、最大基本波電圧は変調波の
レベル数及びレベルの構成によるためである。 以下本発明の実施例について具体的に説明す
る。第１７図は第３図のｃ、第４図のｂ、第５図
のｂの変調方式を用いて、Ｖ／ｆ＝一定制御をす
る場合、インバータの周波数低周波数領域から高
周波領域に移行するにつれてＮを21から、15、９
と搬送波の個数を切替える制御回路を、第１８図
はその主要部分のタイムチヤートをそれぞれ示
す。電圧Ｖに比例した周波数を持つた三角波ａ及
び方形波ｊを発生する発振器１００、三角波ａか
ら方形波ｉを発生する方形波発生回路１０３、方
形波ｉ及びｊの立上り及び立下りから微分パルス
ｃ，ｄを形成する単安定回路１０２，１０４、上
記電圧Ｖの値が基準値V1、V2、V3（０＜V1＜V2
＜V3）の何れの範囲にあるかを決定する比較器
１０１，１０１の出力に基づいて変調波の半サイ
クル中のＮの値を決定するＮ値決定回路（ラツ
チ、デコーダ等で構成される）１０７、Ｎの値に
応じて３進（Ｎ＝９の場合）、５進（Ｎ＝15の場
合）、７進（Ｎ＝21の場合）の進数を決定（分周
比を決定）する回路（３／Ｎ分周指定回路）１０
８，１０８の設定値に応じたN′（N′＝３、５、
７）進のカウント信号を発生する３／Ｎ分周回路
１０９，１０９の出力信号（これは変調波の60゜
区間の信号となる。）と１０４の信号ｄから３相
の基準信号（ｆはＵ相信号に相当する。）を発生
する３相基準信号発生回路１０５，１０５の立上
り、立下りをとらえて微分パルスを形成するリセ
ツト信号発生回路１１０，１０２の出力信号ｃを
クロツクとし、１１０の出力信号をリセツトパル
スとするカウンタ１１１，１１１の出力信号とＮ
を指定する信号に基づいて、変調レベル（D1、
D2、D3）を選択するメモリ（ROM）のアドレス
を決定するROM領域選択信号形成回路１１２，
１１２の出力信号に基づいてROMのアドレスを
指定し、ROMの所定の番地にストアされている
各Ｎの値に応じた変調レベル選択信号を形成する
変調レベル信号発生回路１１３，１１３の信号
（例えばＮ＝９の場合は変調レベル選択信号g′，
g″を発生させる）をアナログスイツチのコントロ
ール信号として、変調レベルD1，D2，D3（例えば
Ｎ＝９の場合は第１８図の信号ｂの点線で示す変
調レベル）を形成する変調レベル発生回路１１
４，１１５，１１６（１１４，１１５，１１６は
それぞれＮ＝９、15、21の各場合のＵ、Ｖ、Ｗ各
相変調波発生回路）、三角波の絶対値波形を形成
する絶対値回路１０６，１０６の出力信号ｂと１
１４，１１５，１１６で形成した変調レベル（変
調波に相当する。）と比較する比較器１０７、ｈ
等の比較器の出力信号、ｉ、ｊ、ｆ（１０５の出
力信号）等に基づいて、（ｆ・ｉ・）、（・
ｉ・ｈ）等の論理処理して各相のアームに印加す
るｋ、ｌ等のゲート信号を形成するゲート論理回
路１１８からなる。なおAVR系（電圧制御系）
を構成する場合は１１４，１１５，１１６の変調
波のレベル値（D1、D2、D3の値）を変更する。
この場合レベル比D1／D2（Ｎ＝９、15）；D1／
D3、D2／D3（Ｎ＝21の値）は0.85（Ｎ＝９の時）、
0.25（Ｎ＝15の時）、D1／D3＝0.45、D2／D3＝0.95
（Ｎ＝21の時）は一定にする。 以上説明した実施例によれば変調レベルを減ら
した階段状の波形を変調波に採用することにより
変調波形成回路の構成が簡略化される。また、変
調レベル数を減らすことによりインバータの出力
電圧（基本波電圧）の最大値が大きくなり、従来
の正弦波近似の階段波より出力電圧の制御範囲が
拡がる。またレベル数が少なくなるためにレベル
の設定にかかる時間が少なくて済み、AVR系の
応答時間があがるなどの効果がある。
基本波電圧（E1）naxを示す。低次高調波成分
E5／E1、E7／E1、E11／E1等は殆ど変わらな
いが、モータ損失関数Ｗの最小値はレベル数
を増加すると逆に増加している。これは高次
の高調波が効いてくるためである。また
（E1）naxはレベル数を増加するにつき、
210.5Vから205.13Vに減少している。（この
ことからＮ＝９の時は変調レベルは２レベル
程度で構成するが、モータ損失を最小値にす
る（高調波成分を低減する）上でも、最大基
本波電圧をより方形波電圧に近づける上でも
良いことがわかる。） 以上Ｎが21、15、９の各場合について変調レベ
ルが３つ程度で構成するのがモータ損失（高調波
成分の低減）及びインバータ出力電圧の最大基本
波電圧をより方形波電圧に近づけるのに良いこと
がわかる。これはＮが21より大きいＮ＝３×（2m
−１）（ｍ≧５、ｍ；整数）に対しても同様の議
論が適用される。これは以上の議論からもわかる
ように変調レベル比を適切な値にとつた場合、高
調波成分はＮの値に、最大基本波電圧は変調波の
レベル数及びレベルの構成によるためである。 以下本発明の実施例について具体的に説明す
る。第１７図は第３図のｃ、第４図のｂ、第５図
のｂの変調方式を用いて、Ｖ／ｆ＝一定制御をす
る場合、インバータの周波数低周波数領域から高
周波領域に移行するにつれてＮを21から、15、９
と搬送波の個数を切替える制御回路を、第１８図
はその主要部分のタイムチヤートをそれぞれ示
す。電圧Ｖに比例した周波数を持つた三角波ａ及
び方形波ｊを発生する発振器１００、三角波ａか
ら方形波ｉを発生する方形波発生回路１０３、方
形波ｉ及びｊの立上り及び立下りから微分パルス
ｃ，ｄを形成する単安定回路１０２，１０４、上
記電圧Ｖの値が基準値V1、V2、V3（０＜V1＜V2
＜V3）の何れの範囲にあるかを決定する比較器
１０１，１０１の出力に基づいて変調波の半サイ
クル中のＮの値を決定するＮ値決定回路（ラツ
チ、デコーダ等で構成される）１０７、Ｎの値に
応じて３進（Ｎ＝９の場合）、５進（Ｎ＝15の場
合）、７進（Ｎ＝21の場合）の進数を決定（分周
比を決定）する回路（３／Ｎ分周指定回路）１０
８，１０８の設定値に応じたN′（N′＝３、５、
７）進のカウント信号を発生する３／Ｎ分周回路
１０９，１０９の出力信号（これは変調波の60゜
区間の信号となる。）と１０４の信号ｄから３相
の基準信号（ｆはＵ相信号に相当する。）を発生
する３相基準信号発生回路１０５，１０５の立上
り、立下りをとらえて微分パルスを形成するリセ
ツト信号発生回路１１０，１０２の出力信号ｃを
クロツクとし、１１０の出力信号をリセツトパル
スとするカウンタ１１１，１１１の出力信号とＮ
を指定する信号に基づいて、変調レベル（D1、
D2、D3）を選択するメモリ（ROM）のアドレス
を決定するROM領域選択信号形成回路１１２，
１１２の出力信号に基づいてROMのアドレスを
指定し、ROMの所定の番地にストアされている
各Ｎの値に応じた変調レベル選択信号を形成する
変調レベル信号発生回路１１３，１１３の信号
（例えばＮ＝９の場合は変調レベル選択信号g′，
g″を発生させる）をアナログスイツチのコントロ
ール信号として、変調レベルD1，D2，D3（例えば
Ｎ＝９の場合は第１８図の信号ｂの点線で示す変
調レベル）を形成する変調レベル発生回路１１
４，１１５，１１６（１１４，１１５，１１６は
それぞれＮ＝９、15、21の各場合のＵ、Ｖ、Ｗ各
相変調波発生回路）、三角波の絶対値波形を形成
する絶対値回路１０６，１０６の出力信号ｂと１
１４，１１５，１１６で形成した変調レベル（変
調波に相当する。）と比較する比較器１０７、ｈ
等の比較器の出力信号、ｉ、ｊ、ｆ（１０５の出
力信号）等に基づいて、（ｆ・ｉ・）、（・
ｉ・ｈ）等の論理処理して各相のアームに印加す
るｋ、ｌ等のゲート信号を形成するゲート論理回
路１１８からなる。なおAVR系（電圧制御系）
を構成する場合は１１４，１１５，１１６の変調
波のレベル値（D1、D2、D3の値）を変更する。
この場合レベル比D1／D2（Ｎ＝９、15）；D1／
D3、D2／D3（Ｎ＝21の値）は0.85（Ｎ＝９の時）、
0.25（Ｎ＝15の時）、D1／D3＝0.45、D2／D3＝0.95
（Ｎ＝21の時）は一定にする。 以上説明した実施例によれば変調レベルを減ら
した階段状の波形を変調波に採用することにより
変調波形成回路の構成が簡略化される。また、変
調レベル数を減らすことによりインバータの出力
電圧（基本波電圧）の最大値が大きくなり、従来
の正弦波近似の階段波より出力電圧の制御範囲が
拡がる。またレベル数が少なくなるためにレベル
の設定にかかる時間が少なくて済み、AVR系の
応答時間があがるなどの効果がある。
第１図はPWMインバータの主回路構成図、第
２図は１／２（Ｎ−１）個の変調レベルで構成され る階段波を変調波とし、直流三角波を搬送波とす
る変調方式を示す図、第３図、第４図、第５図は
それぞれ本発明のＮ＝21、15、９の各場合におけ
る変調方式を示す図、第６図はＮ＝21で変調レベ
ルが１つの場合モータ損失関数と振幅比との関係
を示す図、第７図はＮ＝21で変調レベルが１つの
場合のEo／E1と振幅比KHとの関係を示す図、第
８図はＮ＝21で変調レベルが２種類の場合のモー
タ損失関数ＷとレベルD1／D2との関係を示す図、
第９図はＮ＝21で変調レベル比D1／D2＝0.4の時
ｎ次高調波成分を示す図、第１０図はＮ＝21で変
調レベルが３種類の場合のモータ損失関数を示す
図、第１１図はＮ＝21でレベル比D1／D2＝0.45、
D2／D3＝0.95の場合のｎ次高調波成分を示す図、
第１２図はＮ＝21におけるインバータ出力基本波
電圧を示す図、第１３図はＮ＝15での変調レベル
が１種類の場合のモータ損失関数を示す図、第１
４図はＮ＝15で変調レベル比D1／D2＝0.25の場
合のｎ次高調波成分を示す図、第１５図はＮ＝９
の場合変調レベルが１種類の場合のモータ損失関
数を示す図、第１６図はＮ＝９で変調レベルが２
つの場合のモータ損失関数を示す図、第１７図は
本発明の実施例を示すブロツク図、第１８図は第
１７図の主要部分のタイムチヤートをそれぞれ示
す図である。 １０……ゲートターンオフサイリスタ、２０…
…交流電動機、１００……発振器、１０１，１０
７……比較器、１０２，１０４……単安定回路、
１０３……方形波発生回路、１０５……３相基準
信号発生回路、１０６……絶対値回路、１０７…
…Ｎ値決定回路、１０８……３／Ｎ分周指定回
路、１０９……３／Ｎ分周回路、１１０……リセ
ツト信号発生回路、１１１……カウンタ、１１２
……ROM領域選択信号形成回路、１１３……変
調レベル信号発生回路、１１４，１１５，１１６
……変調レベル発生回路、１１８……ゲート論理
回路、１１９……ゲート駆動回路。
２図は１／２（Ｎ−１）個の変調レベルで構成され る階段波を変調波とし、直流三角波を搬送波とす
る変調方式を示す図、第３図、第４図、第５図は
それぞれ本発明のＮ＝21、15、９の各場合におけ
る変調方式を示す図、第６図はＮ＝21で変調レベ
ルが１つの場合モータ損失関数と振幅比との関係
を示す図、第７図はＮ＝21で変調レベルが１つの
場合のEo／E1と振幅比KHとの関係を示す図、第
８図はＮ＝21で変調レベルが２種類の場合のモー
タ損失関数ＷとレベルD1／D2との関係を示す図、
第９図はＮ＝21で変調レベル比D1／D2＝0.4の時
ｎ次高調波成分を示す図、第１０図はＮ＝21で変
調レベルが３種類の場合のモータ損失関数を示す
図、第１１図はＮ＝21でレベル比D1／D2＝0.45、
D2／D3＝0.95の場合のｎ次高調波成分を示す図、
第１２図はＮ＝21におけるインバータ出力基本波
電圧を示す図、第１３図はＮ＝15での変調レベル
が１種類の場合のモータ損失関数を示す図、第１
４図はＮ＝15で変調レベル比D1／D2＝0.25の場
合のｎ次高調波成分を示す図、第１５図はＮ＝９
の場合変調レベルが１種類の場合のモータ損失関
数を示す図、第１６図はＮ＝９で変調レベルが２
つの場合のモータ損失関数を示す図、第１７図は
本発明の実施例を示すブロツク図、第１８図は第
１７図の主要部分のタイムチヤートをそれぞれ示
す図である。 １０……ゲートターンオフサイリスタ、２０…
…交流電動機、１００……発振器、１０１，１０
７……比較器、１０２，１０４……単安定回路、
１０３……方形波発生回路、１０５……３相基準
信号発生回路、１０６……絶対値回路、１０７…
…Ｎ値決定回路、１０８……３／Ｎ分周指定回
路、１０９……３／Ｎ分周回路、１１０……リセ
ツト信号発生回路、１１１……カウンタ、１１２
……ROM領域選択信号形成回路、１１３……変
調レベル信号発生回路、１１４，１１５，１１６
……変調レベル発生回路、１１８……ゲート論理
回路、１１９……ゲート駆動回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 三角波、鋸歯状波等の波形による搬送波と、
時間と共に少なくとも一部の振幅値が変化する波
形を用いた変調波とのレベル比較によつて得られ
るパルス幅変調信号に基づいてインバータを構成
するスイツチング素子のゲート信号を生成するパ
ルス幅変調インバータにおいて、前記変調波は同
一の変調レベルを与える区間を形成し、その変調
レベル数は、Ｎ≧９（Ｎ；変調波の半サイクル中
の前記搬送波の個数、Ｎ＝３（2m＋１）、ｍ；正
の整数）の条件下で３個以下としたことを特徴と
するパルス幅変調インバータの制御方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、π／２及び
πの期間で対称な変調波の０〜π／２の区間中、
Ｎ＝９の時、変調波を１つのレベルで構成する場
合は０〜π／18の区間を零にし、残りのπ／18〜
π／２の区間を１つの変調レベルで構成し、２つ
のレベルD1，D2で構成する場合は０〜π／18の
区間を零に、π／18〜π／６の区間を上記レベル
D1に、π／６〜π／２の区間を上記レベルD2に
配置し、上記の２レベルの比（D1／D2）を約
0.85にして変調波を構成したことを特徴とするパ
ルス幅変調インバータの制御方法。 ３ 特許請求の範囲第１項において、π／２及び
πの期間で対称な変調波の０〜π／２の区間中、
Ｎ＝15の時変調波を１つのレベルで構成する場合
は０〜π／10の区間を零にし、残りのπ／10〜
π／２の区間を１つの変調レベルで構成し、２つ
のレベルE1，E2で構成する場合は０〜π／30の
区間を零に、π／30〜π／10の区間を上記レベル
E1に、π／10〜π／２の区間を上記レベルE2に
配置し、上記の２つのレベル比（E1／E2）を約
0.25にして変調波を構成し、３つのレベルE1，
E2，E3で構成する場合は０〜π／30の区間を零
に、π／30〜π／６の区間をE1に、π／６〜
13π／30の区間をE2に、13π／30〜π／２の区間
をE3に配置し、上記のレベル比E1／E3、E2／E3
をそれぞれ約0.55、0.95にして変調波を構成する
ことを特徴するパルス幅変調インバータの制御方
法。 ４ 特許請求の範囲第１項において、π／２及び
πの期間で対称な変調波の０〜π／２の区間中、
Ｎ＝21の時変調波を１つのレベルで構成する場合
は０〜π／14の区間を零に、残りのπ／14〜π／
２を１つの変調レベルで構成し、２つのレベル
F1，F2で構成する場合は０〜π／14の区間を零
に、π／42〜5π／42の区間を上記レベルF1に、
5π／42〜π／２の区間を上記レベルF2に配置し、
上記のレベル比F1／F2を約0.4にして変調波を構
成し、３つのレベルF1，F2，F3で構成する場合
は０〜π／42の区間を零に、π／42〜π／６の区
間をF1に、π／６〜13π／42の区間をF2に、
13π／42〜π／２の区間をF3に配置し、上記のレ
ベル比F1／F3、F2／F3をそれぞれ約0.45、0.95に
して変調波を構成することを特徴するパルス幅変
調インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56020477A JPS57135683A (en) | 1981-02-14 | 1981-02-14 | Controlling method and apparatus for pulse width modulation inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56020477A JPS57135683A (en) | 1981-02-14 | 1981-02-14 | Controlling method and apparatus for pulse width modulation inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57135683A JPS57135683A (en) | 1982-08-21 |
| JPS6323752B2 true JPS6323752B2 (ja) | 1988-05-18 |
Family
ID=12028187
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56020477A Granted JPS57135683A (en) | 1981-02-14 | 1981-02-14 | Controlling method and apparatus for pulse width modulation inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57135683A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009519878A (ja) * | 2005-12-20 | 2009-05-21 | オーチス エレベータ カンパニー | エレベータ駆動装置制御方法 |
-
1981
- 1981-02-14 JP JP56020477A patent/JPS57135683A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009519878A (ja) * | 2005-12-20 | 2009-05-21 | オーチス エレベータ カンパニー | エレベータ駆動装置制御方法 |
| US8104584B2 (en) | 2005-12-20 | 2012-01-31 | Otis Elevator Company | Elevator drive control strategy |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57135683A (en) | 1982-08-21 |
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