JPS632382B2 - - Google Patents
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- JPS632382B2 JPS632382B2 JP56073720A JP7372081A JPS632382B2 JP S632382 B2 JPS632382 B2 JP S632382B2 JP 56073720 A JP56073720 A JP 56073720A JP 7372081 A JP7372081 A JP 7372081A JP S632382 B2 JPS632382 B2 JP S632382B2
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- stereo
- modulation
- circuit
- transmission system
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は中波AMバンドにおいて、一つのチヤ
ンネルによりステレオ信号を伝送するAMステレ
オ信号伝送方式に関するものであり、同一周波数
を有し位相の直交する二種の搬送波による振幅変
調を基本とし、受信端末にてステレオ信号識別用
パイロツト信号の検出が容易となるAMステレオ
信号伝送方式を提供することを目的とするもので
ある。
ンネルによりステレオ信号を伝送するAMステレ
オ信号伝送方式に関するものであり、同一周波数
を有し位相の直交する二種の搬送波による振幅変
調を基本とし、受信端末にてステレオ信号識別用
パイロツト信号の検出が容易となるAMステレオ
信号伝送方式を提供することを目的とするもので
ある。
従来、同一周波数を有し位相の直交する二種の
搬送波を用いたAMステレオ信号伝送方式の一例
として、米国ハリス社から提案されているものが
ある。
搬送波を用いたAMステレオ信号伝送方式の一例
として、米国ハリス社から提案されているものが
ある。
この説明は文献Clifford Leitch、David L.
Hershberger著“ALinear AMSteres System
Using Quadrature Modnlation”IEEE
Transactions on Broadcating vol BC−24、No.
３ September 1978に述べられている。
Hershberger著“ALinear AMSteres System
Using Quadrature Modnlation”IEEE
Transactions on Broadcating vol BC−24、No.
３ September 1978に述べられている。
上記ハリス社から提案されている方式におい
て、ステレオ信号識別用パイロツト信号は上記文
献第61ページの第２図より明らかなように（Ｌ−
Ｒ）信号に加算されたSubsoric Toreで表わされ
ている。そして、この復調は同ページ第３図より
明らかなように（Ｌ−Ｒ）信号系の同期検波によ
りなされている。
て、ステレオ信号識別用パイロツト信号は上記文
献第61ページの第２図より明らかなように（Ｌ−
Ｒ）信号に加算されたSubsoric Toreで表わされ
ている。そして、この復調は同ページ第３図より
明らかなように（Ｌ−Ｒ）信号系の同期検波によ
りなされている。
ところで、このようなステレオ信号識別用パイ
ロツト信号の処理方法では、パイロツト信号の変
調度を小さくせざるを得ず、パイロツト信号の検
出には波器を中心とした回路構成上の工夫がか
なり必要となり、さらに、搬送波とノイズの比が
小さくなつている状態ではノイズとの識別も変調
度が浅いため困難となる。
ロツト信号の処理方法では、パイロツト信号の変
調度を小さくせざるを得ず、パイロツト信号の検
出には波器を中心とした回路構成上の工夫がか
なり必要となり、さらに、搬送波とノイズの比が
小さくなつている状態ではノイズとの識別も変調
度が浅いため困難となる。
本発明は上記の問題点を解消するため、ステレ
オ信号と無関係にパイロツト信号の変調度を大き
くしうるAMステレオ信号伝送方式を提案するも
のであり、以下図面を用いて説明する。
オ信号と無関係にパイロツト信号の変調度を大き
くしうるAMステレオ信号伝送方式を提案するも
のであり、以下図面を用いて説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す送信側のブロ
ツク図である。第１図において、音声周波信号の
可聴帯域より低い周波数を有する正弦波パイロツ
ト信号は入力端子１に加えられ、搬送波発振器４
にてパイロツト信号による周波数変調を施す。こ
のパイロツト信号により周波数変調された被変調
波は振幅変調器７およびπ／２ラジアン位相シフ
ト回路６に加えられ、この位相シフト回路６にて
π／２ラジアンだけ位相シフトされた被変調波は
平衡変調器８に加えられる。
ツク図である。第１図において、音声周波信号の
可聴帯域より低い周波数を有する正弦波パイロツ
ト信号は入力端子１に加えられ、搬送波発振器４
にてパイロツト信号による周波数変調を施す。こ
のパイロツト信号により周波数変調された被変調
波は振幅変調器７およびπ／２ラジアン位相シフ
ト回路６に加えられ、この位相シフト回路６にて
π／２ラジアンだけ位相シフトされた被変調波は
平衡変調器８に加えられる。
いま、パイロツト信号の角周波数をwp（rad／
sec）、搬送波発振器４で発振される搬送波角周波
数をwc（rad／sec）、周波数被変調波の変調指数
をｋとすると、上記搬送波発振器４の出力被変調
波は次式で示される。
sec）、搬送波発振器４で発振される搬送波角周波
数をwc（rad／sec）、周波数被変調波の変調指数
をｋとすると、上記搬送波発振器４の出力被変調
波は次式で示される。
v1（ｔ）＝sin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ） …(1)
また、π／２ラジアンだけ位相シフトされた上
記位相シフト回路６の出力被変調波は(1)式に基づ
き次式で示される。
記位相シフト回路６の出力被変調波は(1)式に基づ
き次式で示される。
v2（ｔ）＝cos（wcｔ＋ｋ sin wpｔ） …(2)
入力端子２および３にはステレオの左(L)、右
（Ｒ）信号がそれぞれ加えられ、マトリツクス回
路５を介して（Ｌ＋Ｒ）信号および（Ｌ−Ｒ）信
号が作り出される。
（Ｒ）信号がそれぞれ加えられ、マトリツクス回
路５を介して（Ｌ＋Ｒ）信号および（Ｌ−Ｒ）信
号が作り出される。
この（Ｌ＋Ｒ）信号は前記振幅変調器７に、そ
して（Ｌ−Ｒ）信号は減衰度ｌを有する減衰器９
を介して前記平衡変調器８にそれぞれ加えられ
る。
して（Ｌ−Ｒ）信号は減衰度ｌを有する減衰器９
を介して前記平衡変調器８にそれぞれ加えられ
る。
いま、これらの変調器７，８における変調度を
共にｍとすると、振幅変調器７および平衡変調器
８の出力信号はそれぞれ次式で示される。
共にｍとすると、振幅変調器７および平衡変調器
８の出力信号はそれぞれ次式で示される。
振幅変調器７の出力信号
v3（ｔ）
＝｛１＋ｍ（Ｌ＋Ｒ）｝sin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）
…(3) 平衡変調器８の出力信号 v4（ｔ）＝ml（Ｌ−Ｒ）cos（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）
…(4) (3)、(4)式に示すこれらの出力信号は加算回路１
０に加えられ、その出力は出力端子１１を介して
取り出される。
…(3) 平衡変調器８の出力信号 v4（ｔ）＝ml（Ｌ−Ｒ）cos（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）
…(4) (3)、(4)式に示すこれらの出力信号は加算回路１
０に加えられ、その出力は出力端子１１を介して
取り出される。
したがつて、出力端子１１に得られる信号は次
式で示される。
式で示される。
v5（ｔ）＝Ａ（ｔ）sin｛wcｔ＋（ｔ）｝…(5)
ただし、
Ａ（ｔ）＝√｛１＋（＋）｝2＋｛（−
）｝2
…(6) （ｔ）＝ｋ sin wpｔ＋tan-1lm（Ｌ−Ｒ）／１＋ｍ
（Ｌ＋Ｒ） …(7) 上記(5)式は本発明による被変調波の信号形式を
示すものである。
）｝2
…(6) （ｔ）＝ｋ sin wpｔ＋tan-1lm（Ｌ−Ｒ）／１＋ｍ
（Ｌ＋Ｒ） …(7) 上記(5)式は本発明による被変調波の信号形式を
示すものである。
上記(5)、(6)、(7)式より明らかなように、出力端
子１１より得られる被変調波をエンベロープ検波
器に通せば、本質的にひずみが生ずる。減衰器９
はこのひずみを軽減するために導入されたもので
あり、ｌを小さくすればＡ（ｔ）は｛１＋ｍ（Ｌ＋
Ｒ）｝に近づくことから、この効果は実証できる。
子１１より得られる被変調波をエンベロープ検波
器に通せば、本質的にひずみが生ずる。減衰器９
はこのひずみを軽減するために導入されたもので
あり、ｌを小さくすればＡ（ｔ）は｛１＋ｍ（Ｌ＋
Ｒ）｝に近づくことから、この効果は実証できる。
一方、ステレオ情報は(7)式の第２項すなわち
tan-1lm（Ｌ−Ｒ）／１＋ｍ（Ｌ＋Ｒ）に含まれる。し
たがつてｌ を小さくすれば、この第２項は小さくなり、結果
的にはステレオ復調したときのＳ／Ｎを劣化させ
る。
tan-1lm（Ｌ−Ｒ）／１＋ｍ（Ｌ＋Ｒ）に含まれる。し
たがつてｌ を小さくすれば、この第２項は小さくなり、結果
的にはステレオ復調したときのＳ／Ｎを劣化させ
る。
したがつて、上記減衰器９の減衰度ｌは上記の
“ひずみ”と“ステレオ復調時のＳ／Ｎ劣化”の
二つの矛盾する問題を解決するため、ある妥協を
しなければならない。一般的にはこのｌの値は
0.2〜0.5程度が妥当と考えられる。
“ひずみ”と“ステレオ復調時のＳ／Ｎ劣化”の
二つの矛盾する問題を解決するため、ある妥協を
しなければならない。一般的にはこのｌの値は
0.2〜0.5程度が妥当と考えられる。
第２図は本発明の信号形式を得る他の一実施例
を示すものであり、同時に（Ｌ−Ｒ）信号系に、
瞬時圧縮用非直線回路を導入し、上述の二つの問
題をより好結果を得る方向で解決しようとするも
のである。以下、第２図につき説明する。
を示すものであり、同時に（Ｌ−Ｒ）信号系に、
瞬時圧縮用非直線回路を導入し、上述の二つの問
題をより好結果を得る方向で解決しようとするも
のである。以下、第２図につき説明する。
第２図において、第１図と同じ番号を付してい
るブロツク、または端子は第１図と同じ機能を有
するものであるため、これらの詳細は省略する。
るブロツク、または端子は第１図と同じ機能を有
するものであるため、これらの詳細は省略する。
第２図において、搬送波発振器４の出力信号は
位相変調器１２およびπ／２ラジアン位相シフト
回路６を介して位相変調器１３に加えられる。
位相変調器１２およびπ／２ラジアン位相シフト
回路６を介して位相変調器１３に加えられる。
上記位相変調器１２および１３には同時に、入
力端子１を介してパイロツト信号が加えられてい
る。したがつて、位相変調器１２，１３の出力信
号は前述の(1)、(2)式で表わされる。
力端子１を介してパイロツト信号が加えられてい
る。したがつて、位相変調器１２，１３の出力信
号は前述の(1)、(2)式で表わされる。
この位相変調器１２，１３の出力信号はマトリ
ツクス回路５から得られる（Ｌ＋Ｒ）信号および
瞬時圧縮用非直線回路１５から得られるｌ（Ｌ−
Ｒ）*信号とともに平衡変調器１４および８に加え
られる。平衡変調器１４は前述の平衡変調器８と
全く同じ機能を有するものである。
ツクス回路５から得られる（Ｌ＋Ｒ）信号および
瞬時圧縮用非直線回路１５から得られるｌ（Ｌ−
Ｒ）*信号とともに平衡変調器１４および８に加え
られる。平衡変調器１４は前述の平衡変調器８と
全く同じ機能を有するものである。
上記非直線回路１５は信号振幅の瞬時圧縮を行
なうためのものであり、たとえば、半導体PN接
合部の電圧電流特性の対数性を利用することで実
現できる。非直線回路１５の出力に＊印を付した
のはｌ（Ｌ−Ｒ）信号が振幅の瞬時圧縮を受けた
ことを示すためである。瞬時圧縮特性とは、第６
図ａに示すような入出力特性を持つ非直線回路の
特性であり、信号の小信号領域を持ち上げて伝送
する（逆の見方をすれば、大信号領域を相対的に
押さえて伝送する）効果を持つ。受信側では同図
ｂに示すような特性の非直線回路を用いて伸張を
行ない、全体としての振幅伝達特性を直線に戻
す。小信号領域では持ち上げた分だけ伝送途中で
の雑音重畳の影響が軽減され、復調時のSN比が
改善される。
なうためのものであり、たとえば、半導体PN接
合部の電圧電流特性の対数性を利用することで実
現できる。非直線回路１５の出力に＊印を付した
のはｌ（Ｌ−Ｒ）信号が振幅の瞬時圧縮を受けた
ことを示すためである。瞬時圧縮特性とは、第６
図ａに示すような入出力特性を持つ非直線回路の
特性であり、信号の小信号領域を持ち上げて伝送
する（逆の見方をすれば、大信号領域を相対的に
押さえて伝送する）効果を持つ。受信側では同図
ｂに示すような特性の非直線回路を用いて伸張を
行ない、全体としての振幅伝達特性を直線に戻
す。小信号領域では持ち上げた分だけ伝送途中で
の雑音重畳の影響が軽減され、復調時のSN比が
改善される。
第２図に示す加算回路１０には位相変調器１２
の出力信号、すなわちsin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）、
平衡変調器１４の出力信号すなわちｍ（Ｌ＋Ｒ）
sin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）および平衡変調器８の
出力信号すなわち、lm（Ｌ−Ｒ）*が加えられ、出
力端子１１より得られる被変調信号は前記の(5)式
と同じものとなる。ただし、(6)、(7)式はそれぞれ
次式のように変更しなければならない。
の出力信号、すなわちsin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）、
平衡変調器１４の出力信号すなわちｍ（Ｌ＋Ｒ）
sin（wcｔ＋ｋ sin wpｔ）および平衡変調器８の
出力信号すなわち、lm（Ｌ−Ｒ）*が加えられ、出
力端子１１より得られる被変調信号は前記の(5)式
と同じものとなる。ただし、(6)、(7)式はそれぞれ
次式のように変更しなければならない。
A′（ｔ）
＝√｛１＋（＋）｝2＋｛（−）*｝2
…(6)′ ′（ｔ）＝ｋ sin wcｔ＋tan-1lm（Ｌ−Ｒ）*／１＋
ｍ（Ｌ＋Ｒ） …(7)′ 瞬時圧縮用非直線回路１５は受信側に設けられ
る瞬時伸張用非直線回路と協同して電話回線で使
用されるコンパンダと同様の働きをさせるため導
入されたものであり、ステレオ復調時のＳ／Ｎ劣
化を軽減させる効果がある。
…(6)′ ′（ｔ）＝ｋ sin wcｔ＋tan-1lm（Ｌ−Ｒ）*／１＋
ｍ（Ｌ＋Ｒ） …(7)′ 瞬時圧縮用非直線回路１５は受信側に設けられ
る瞬時伸張用非直線回路と協同して電話回線で使
用されるコンパンダと同様の働きをさせるため導
入されたものであり、ステレオ復調時のＳ／Ｎ劣
化を軽減させる効果がある。
第３図は本発明による被変調波を復調するため
の一実施例を示すブロツク図である。
の一実施例を示すブロツク図である。
前記(5)、(6)、(7)式に示された被変調波は、場合
により、周波数変換などの過程を得た後、入力端
子１６を介して振幅制限器１７、同期検波器１８
および１９に加えられる。振幅制限器１７は入力
信号に含まれた(6)式に示す振幅変調成分を除去す
るためのものである。振幅制限器１７から得られ
る出力信号はPLL回路２０に加えられ、ここで、
パイロツト信号による変調のみが施された搬送波
が抽出される。PLL回路２０により、このよう
な搬送波の抽出が可能であることを以下、第４図
を用いて説明する。
により、周波数変換などの過程を得た後、入力端
子１６を介して振幅制限器１７、同期検波器１８
および１９に加えられる。振幅制限器１７は入力
信号に含まれた(6)式に示す振幅変調成分を除去す
るためのものである。振幅制限器１７から得られ
る出力信号はPLL回路２０に加えられ、ここで、
パイロツト信号による変調のみが施された搬送波
が抽出される。PLL回路２０により、このよう
な搬送波の抽出が可能であることを以下、第４図
を用いて説明する。
第４図において、端子２８を介して、振幅制限
器１７から得られる出力信号が位相比較器３１に
加えられる。位相比較器３１には、同時に電圧制
御発振器３３（以下VCOと称す）から得られる
発振信号が加えられ、両信号の位相差に応じた電
圧がPLL回路の応答特性を制御するループ低域
通過フイルタ３２に加えられる。ループ低域通過
フイルタ３２の出力信号は出力端子２９に与えら
れるとともにVCO３３の制御入力信号として利
用される。
器１７から得られる出力信号が位相比較器３１に
加えられる。位相比較器３１には、同時に電圧制
御発振器３３（以下VCOと称す）から得られる
発振信号が加えられ、両信号の位相差に応じた電
圧がPLL回路の応答特性を制御するループ低域
通過フイルタ３２に加えられる。ループ低域通過
フイルタ３２の出力信号は出力端子２９に与えら
れるとともにVCO３３の制御入力信号として利
用される。
いまここで、位相比較器３１の感度をK1〔Ｖ／
rad〕ループ低域通過フイルタ３２の伝達関数を
ラプラス変換された形でＦ（ｓ）、そしてVCO３
３の制御感度をK2〔Hz／Ｖ〕とすれば、このPLL
回路のループ利得はラプラス変換された形で、
K1、K2、Ｆ（ｓ）／Ｓ〔Hz／rad〕で表わされる。ま た入力端子２８に加えられる振幅制限器１７の出
力の位相変調量をi（ｓ）、出力端子３０より得ら
れるVCO３３の出力信号の位相変調量をp（ｓ）
とすると、上記i（ｓ）とp（ｓ）の関係はラプラ
ス変換された形で次式で表わされる。
rad〕ループ低域通過フイルタ３２の伝達関数を
ラプラス変換された形でＦ（ｓ）、そしてVCO３
３の制御感度をK2〔Hz／Ｖ〕とすれば、このPLL
回路のループ利得はラプラス変換された形で、
K1、K2、Ｆ（ｓ）／Ｓ〔Hz／rad〕で表わされる。ま た入力端子２８に加えられる振幅制限器１７の出
力の位相変調量をi（ｓ）、出力端子３０より得ら
れるVCO３３の出力信号の位相変調量をp（ｓ）
とすると、上記i（ｓ）とp（ｓ）の関係はラプラ
ス変換された形で次式で表わされる。
ところで、(8)式に示すループ利得
K1・K2・Ｆ（ｓ）／Ｓは一般に積分特性を呈するよう に設計されるためループ利得が十分１より大きい
低周波域では(8)式より明らかなように入力位相変
調量と出力位相変調量はほぼ等しくなり、ループ
利得が１より小さくなる高周波域では出力位相変
調量は入力位相変調量よりずつと小さくなる。
K1・K2・Ｆ（ｓ）／Ｓは一般に積分特性を呈するよう に設計されるためループ利得が十分１より大きい
低周波域では(8)式より明らかなように入力位相変
調量と出力位相変調量はほぼ等しくなり、ループ
利得が１より小さくなる高周波域では出力位相変
調量は入力位相変調量よりずつと小さくなる。
いま、ここでパイロツト信号が音声周波数より
低い、たとえば５Hzと選定し、上記ループ利得が
たとえば20Hzで１になるよう設計されたとすれ
ば、パイロツト周波数においては、上記のPLL
回路２０への入力位相変調量と、出力位相変調量
はほぼ等しくなり、200Hz程度以上の音声周波数
領域においては、上記出力位相変調量は小さなも
のとなり、実質的にはPLL回路２０の出力信号
はパイロツト信号による角度変調のみが施された
信号とみなすことができる。
低い、たとえば５Hzと選定し、上記ループ利得が
たとえば20Hzで１になるよう設計されたとすれ
ば、パイロツト周波数においては、上記のPLL
回路２０への入力位相変調量と、出力位相変調量
はほぼ等しくなり、200Hz程度以上の音声周波数
領域においては、上記出力位相変調量は小さなも
のとなり、実質的にはPLL回路２０の出力信号
はパイロツト信号による角度変調のみが施された
信号とみなすことができる。
すなわち、PLL回路２０はパイロツト信号に
よる変調のみが施された搬送波抽出回路とみなす
ことができ、その出力信号は前述の(1)式で表わす
ことができる。
よる変調のみが施された搬送波抽出回路とみなす
ことができ、その出力信号は前述の(1)式で表わす
ことができる。
PLL回路２０の出力信号が(1)式で表わされる
ようにするために、たとえば、PLL回路のVCO
に適当な直流補正電圧を印加する手段あるいは
PLL回路２０に後続して適当な位相シフト回路
を導入することが必要なのはいうまでもない。
ようにするために、たとえば、PLL回路のVCO
に適当な直流補正電圧を印加する手段あるいは
PLL回路２０に後続して適当な位相シフト回路
を導入することが必要なのはいうまでもない。
第３図にもどり、PLL回路２０のVCOより得
られる出力信号は同期検波器１８に加えられると
ともに、π／２ラジアン位相シフト回路２１に加
えられ、この位相シフト回路２１の出力は同期検
波器１９に加えられる。
られる出力信号は同期検波器１８に加えられると
ともに、π／２ラジアン位相シフト回路２１に加
えられ、この位相シフト回路２１の出力は同期検
波器１９に加えられる。
位相シフト回路２１の出力信号は前述の(2)式で
表わされる。
表わされる。
したがつて、同期検波器１８の出力側には、ｍ
（Ｌ＋Ｒ）信号に比例した出力が同期検波器１９
の出力側にはlm（Ｌ−Ｒ）信号に比例した出力が
得られる。
（Ｌ＋Ｒ）信号に比例した出力が同期検波器１９
の出力側にはlm（Ｌ−Ｒ）信号に比例した出力が
得られる。
同期検波器１８の出力信号は送信側の減衰器９
と同じ減衰度ｌを有する減衰器２３をへてマトリ
ツクス回路２５に加えられる。
と同じ減衰度ｌを有する減衰器２３をへてマトリ
ツクス回路２５に加えられる。
同期検波器１９の出力信号はゲート回路２４を
へて、マトリツクス回路２５に加えられる。
へて、マトリツクス回路２５に加えられる。
上記ゲート回路２４はPLL回路の他の出力端
子すなわち第４図の端子２９におけるパイロツト
信号の有無により、低周波レベル検出器２２を介
して、その開、閉が制御される。
子すなわち第４図の端子２９におけるパイロツト
信号の有無により、低周波レベル検出器２２を介
して、その開、閉が制御される。
PLL回路２０の出力端子２９は、このPLL回
路のループ利得が１より十分大きい周波数領域で
はFM復調信号出力端子とみなされ、ここではパ
イロツト信号の検出端子として利用される。
路のループ利得が１より十分大きい周波数領域で
はFM復調信号出力端子とみなされ、ここではパ
イロツト信号の検出端子として利用される。
したがつて、マトリツクス回路２５への入力信
号はPLL回路２０からパイロツト信号が得られ
ているときはlm（Ｌ＋Ｒ）信号およびlm（Ｌ−Ｒ）
信号にそれぞれ比例した信号となるため、この両
信号の比例定数、すなわち、同期検波器１８，１
９の感度を等しくしておけば、マトリツクス回路
２５の二つの出力端子２６，２７にはステレオ復
調されたＬおよびＲ信号が得られる。
号はPLL回路２０からパイロツト信号が得られ
ているときはlm（Ｌ＋Ｒ）信号およびlm（Ｌ−Ｒ）
信号にそれぞれ比例した信号となるため、この両
信号の比例定数、すなわち、同期検波器１８，１
９の感度を等しくしておけば、マトリツクス回路
２５の二つの出力端子２６，２７にはステレオ復
調されたＬおよびＲ信号が得られる。
マトリツクス回路２５は送信側のマトリツクス
回路５と同じ動作をするものである。また、受信
端末への入力信号がパイロツト信号を有するステ
レオ信号でなく、PLL回路２０からパイロツト
信号が得られないときはゲート回路２４は閉じら
れ、マトリツクス回路２５への入力信号はml（Ｌ
＋Ｒ）信号に比例した信号のみとなり、出力端子
２６，２７には共に（Ｌ＋Ｒ）信号に比例した信
号が得られる。
回路５と同じ動作をするものである。また、受信
端末への入力信号がパイロツト信号を有するステ
レオ信号でなく、PLL回路２０からパイロツト
信号が得られないときはゲート回路２４は閉じら
れ、マトリツクス回路２５への入力信号はml（Ｌ
＋Ｒ）信号に比例した信号のみとなり、出力端子
２６，２７には共に（Ｌ＋Ｒ）信号に比例した信
号が得られる。
第５図は第２図にて導入された瞬時圧縮用非直
線回路１５の特性と逆の特性を有する瞬時伸張用
非直線回路３４を導入した復調回路を示すブロツ
ク図であり、前述のように送信側の非直線回路１
５と協同して、（Ｌ−Ｒ）信号系の復調Ｓ／Ｎを
向上させようとしたものである。
線回路１５の特性と逆の特性を有する瞬時伸張用
非直線回路３４を導入した復調回路を示すブロツ
ク図であり、前述のように送信側の非直線回路１
５と協同して、（Ｌ−Ｒ）信号系の復調Ｓ／Ｎを
向上させようとしたものである。
このような非直線回路３４は前記非直線回路１
５と同様に、たとえば、半導体PN接合部の電圧
電流特性の対数性を利用することが実現できる。
５と同様に、たとえば、半導体PN接合部の電圧
電流特性の対数性を利用することが実現できる。
第４図および第５図にて、同じ番号を有するブ
ロツクは同じ機能を有するものである。
ロツクは同じ機能を有するものである。
以上で、本発明のAMステレオ信号伝送方式に
適応しうる受信端末信号復調部の一構成例の説明
を終わる。
適応しうる受信端末信号復調部の一構成例の説明
を終わる。
以上に詳述したように本発明によれば、パイロ
ツト信号の変調度を（Ｌ−Ｒ）信号系と無関係に
大きくしうるため、Ｓ／Ｎのよいパイロツト信号
を復調することができ、受信端末にて、パイロツ
ト信号の検出を容易にすることができるという大
きな実用的効果を得ることができる。
ツト信号の変調度を（Ｌ−Ｒ）信号系と無関係に
大きくしうるため、Ｓ／Ｎのよいパイロツト信号
を復調することができ、受信端末にて、パイロツ
ト信号の検出を容易にすることができるという大
きな実用的効果を得ることができる。
また、（Ｌ＋Ｒ）信号および（Ｌ−Ｒ）信号に
対し、直交変調を施しているため、モノラル信号
と比して占有周波数帯域が増加せず、既存のモノ
ラル系との共存が十分可能となしうる。
対し、直交変調を施しているため、モノラル信号
と比して占有周波数帯域が増加せず、既存のモノ
ラル系との共存が十分可能となしうる。
さらに、（Ｌ−Ｒ）信号系に瞬時圧伸を施すこ
とにより、モノラル用エンベロープ検波型受信機
でのひずみの増加をおさえつつ（Ｌ−Ｒ）系の復
調Ｓ／Ｎを改善することができ、実用的効果は大
きい。
とにより、モノラル用エンベロープ検波型受信機
でのひずみの増加をおさえつつ（Ｌ−Ｒ）系の復
調Ｓ／Ｎを改善することができ、実用的効果は大
きい。
なお、実施例の説明にあたつては、変調器、検
波器、振幅制限器などに付加されるフイルターに
ついては説明を簡単にするため言及しなかつた
が、このフイルタについての考慮も実際上は必要
であるのは云うまでもない。
波器、振幅制限器などに付加されるフイルターに
ついては説明を簡単にするため言及しなかつた
が、このフイルタについての考慮も実際上は必要
であるのは云うまでもない。
また、実施例においては、PLL回路を用いた
パイロツト信号を含む搬送波の抽出方法につき説
明したが、他の種類の狭帯域通過フイルタ、たと
えば水晶振動子などの共振子を利用したフイルタ
などを採用しうるのは云うまでもない。
パイロツト信号を含む搬送波の抽出方法につき説
明したが、他の種類の狭帯域通過フイルタ、たと
えば水晶振動子などの共振子を利用したフイルタ
などを採用しうるのは云うまでもない。
なお、第１図、第２図の実施例では、パイロツ
ト信号による変調は二つの搬送波が加算回路１０
で合成される前に行つているが、合成後に行つて
も全く等価である。
ト信号による変調は二つの搬送波が加算回路１０
で合成される前に行つているが、合成後に行つて
も全く等価である。
第１図および第２図は本発明の一実施例を示す
送信側のブロツク図、第３図、第５図は本発明に
よる被変調波を復調するための一実施例を示すブ
ロツク図、第４図はPLL回路のブロツク図、第
６図は瞬時圧伸特性を示すグラフである。 １……パイロツト信号入力端子、２，３……ス
テレオ信号入力端子、４……発振器、５，２５…
…マトリツクス回路、６，２１……π／２ラジア
ン位相シフト回路、７……振幅変調器、８，１４
……平衡変調器、９，２３……減衰器、１０……
加算回路、１１……被変調波出力端子、１２，１
３……位相変調器、１５，３４……瞬時圧縮、伸
張用非直線回路、１６……被変調波入力端子、１
７……振幅制限器、１８，１９……同期検波回
路、２０……PLL回路、２２……低周波レベル
検出器、２４……ゲート回路、２６，２７……
LR復調出力端子、２８，２９，３０……PLL回
路入出力端子、３１……位相比較器、３２……ル
ープフイルタ、３３……VCO。
送信側のブロツク図、第３図、第５図は本発明に
よる被変調波を復調するための一実施例を示すブ
ロツク図、第４図はPLL回路のブロツク図、第
６図は瞬時圧伸特性を示すグラフである。 １……パイロツト信号入力端子、２，３……ス
テレオ信号入力端子、４……発振器、５，２５…
…マトリツクス回路、６，２１……π／２ラジア
ン位相シフト回路、７……振幅変調器、８，１４
……平衡変調器、９，２３……減衰器、１０……
加算回路、１１……被変調波出力端子、１２，１
３……位相変調器、１５，３４……瞬時圧縮、伸
張用非直線回路、１６……被変調波入力端子、１
７……振幅制限器、１８，１９……同期検波回
路、２０……PLL回路、２２……低周波レベル
検出器、２４……ゲート回路、２６，２７……
LR復調出力端子、２８，２９，３０……PLL回
路入出力端子、３１……位相比較器、３２……ル
ープフイルタ、３３……VCO。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 左右ステレオ信号を、Ｌ、Ｒとするとき、直
交関係を有する二種の搬送波の中の一つに対し
（Ｌ＋Ｒ）信号で振幅変調を施し、上記搬送波の
中の他の一つに対しｌ（Ｌ−Ｒ）信号（ｌは１以
下の定数）で平衡変調を施し、上記両被変調波を
加算して伝送するよう構成するとともに、上記二
種の搬送波に対して、上記の変調に先立つて、音
声周波数信号の可聴帯域より低い周波数の単一正
弦波により共に同一変調度の角度変調を施すこと
を特徴とするAMステレオ信号伝送方式。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のAMステレオ信
号伝送方式において、一つの搬送波にｌ（Ｌ−Ｒ）
信号で平衡変調を施す前に振幅の瞬時圧縮を施す
ための非線形回路を導入することを特徴とする
AMステレオ信号伝送方式。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の
AMステレオ信号伝送方式において、受信端末に
て直交関係を有し、かつ音声周波信号の可聴帯域
より低い周波数の単一正弦波信号により共に同一
変調度の角度変調が施されているところの二種の
搬送波を抽出し、これら二種の搬送波を用いて同
期検波により（Ｌ＋Ｒ）信号に関連する信号、
（Ｌ−Ｒ）信号に関連する信号を得た後、マトリ
ツクス回路を介してＬ、Ｒステレオ信号の復調を
行なうことを特徴とするAMステレオ信号伝送方
式。 ４ 特許請求の範囲第３項記載のAMステレオ信
号伝送方式において、（Ｌ＋Ｒ）信号に関連する
信号、（Ｌ−Ｂ）信号に関連する信号を得た後、
瞬時圧縮の特性を補正する特性を有する瞬時伸張
を施すための非線形回路を導入し、その後にマト
リツクス回路を介して、Ｌ、Ｒステレオ信号の復
調を行なうことを特徴とするAMステレオ信号伝
送方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56073720A JPS57188151A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Am stereo signal transmission system |
| US06/377,248 US4458361A (en) | 1981-05-15 | 1982-05-11 | AM Stereo Broadcasting system |
| CA000402950A CA1181489A (en) | 1981-05-15 | 1982-05-14 | Am stereo broadcasting system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56073720A JPS57188151A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Am stereo signal transmission system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57188151A JPS57188151A (en) | 1982-11-19 |
| JPS632382B2 true JPS632382B2 (ja) | 1988-01-19 |
Family
ID=13526335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56073720A Granted JPS57188151A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Am stereo signal transmission system |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4458361A (ja) |
| JP (1) | JPS57188151A (ja) |
| CA (1) | CA1181489A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4638504A (en) * | 1985-06-28 | 1987-01-20 | Broadcast Electronics, Inc. | Independent channel modulation system for AM stereo |
| DE102007063444A1 (de) * | 2007-12-21 | 2009-06-25 | Volkswagen Ag | Fertigungsverfahren, insbesondere Verfahren zum Räumen mit einem mehrzahnigen Werkzeug, insbesondere einer Räumnadel, und ein Räumwerkzeug dafür |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4332978A (en) * | 1977-03-21 | 1982-06-01 | The Magnavox Consumer Electronics Co. | Low frequency AM stereophonic broadcast and receiving apparatus |
| US4194088A (en) * | 1978-03-15 | 1980-03-18 | The Magnavox Company | Modulation monitor for AM stereophonic broadcasts |
-
1981
- 1981-05-15 JP JP56073720A patent/JPS57188151A/ja active Granted
-
1982
- 1982-05-11 US US06/377,248 patent/US4458361A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-05-14 CA CA000402950A patent/CA1181489A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1181489A (en) | 1985-01-22 |
| JPS57188151A (en) | 1982-11-19 |
| US4458361A (en) | 1984-07-03 |
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