JPH0463574B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0463574B2 JPH0463574B2 JP7048383A JP7048383A JPH0463574B2 JP H0463574 B2 JPH0463574 B2 JP H0463574B2 JP 7048383 A JP7048383 A JP 7048383A JP 7048383 A JP7048383 A JP 7048383A JP H0463574 B2 JPH0463574 B2 JP H0463574B2
- Authority
- JP
- Japan
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- frequency
- output
- signal
- circuit
- local oscillator
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- Expired
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 16
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM受信機に係り、特にダイレクトコ
ンバージヨン方式を用いた受信機の改良に関す
る。受信変調波を、その中心周波数にほぼ等しい
周波数を有する局部発振器の出力から得られる信
号を局部発振信号として、直交検波するダイレク
トコンバージヨン方式は、直接ベースバンド帯へ
変換するために、中間周波数を使用するヘテロダ
イン方式と比べて、帯域通過フイルタを必要とせ
ず低域通過フイルタを使用できること、イメージ
応答の問題がないこと、局部発振周波数を変化す
るのみで容易にチヤンネルを広帯域にわたつて選
択できることなどの利点を有している。ダイレク
トコンバージヨン方式を用いた周波数検波器は例
えば、英国特許、1530602「Demodulator for
FM signals」に示されているような方式が知ら
れている。この方式は、上述した利点を備えては
いるものの、乗算器およびダイナミツクレンジの
広い自動利得制御回路を必要とするために実現が
困難となる問題がある。
ンバージヨン方式を用いた受信機の改良に関す
る。受信変調波を、その中心周波数にほぼ等しい
周波数を有する局部発振器の出力から得られる信
号を局部発振信号として、直交検波するダイレク
トコンバージヨン方式は、直接ベースバンド帯へ
変換するために、中間周波数を使用するヘテロダ
イン方式と比べて、帯域通過フイルタを必要とせ
ず低域通過フイルタを使用できること、イメージ
応答の問題がないこと、局部発振周波数を変化す
るのみで容易にチヤンネルを広帯域にわたつて選
択できることなどの利点を有している。ダイレク
トコンバージヨン方式を用いた周波数検波器は例
えば、英国特許、1530602「Demodulator for
FM signals」に示されているような方式が知ら
れている。この方式は、上述した利点を備えては
いるものの、乗算器およびダイナミツクレンジの
広い自動利得制御回路を必要とするために実現が
困難となる問題がある。
本発明の目的は、回路実現が容易な、ダイレク
トコンバージヨン方式FM受信機を提供すること
にある。
トコンバージヨン方式FM受信機を提供すること
にある。
本発明によれば、周波数変調波の中心周波数に
ほぼ等しい周波数を有する第１の局部発振器の出
力を局部発振信号とする直交検波器と、該直交検
波器の二つの出力をそれぞれ入力する第１および
第２の低域通過フイルタと、第２の局部発振器
と、該第２の局部発振器の出力を90°の位相差を
与えて二つに分岐する位相差分離回路と、該位相
差分離回路の一方の出力を局部発振信号として、
前記第１の低域通過フイルタの出力を周波数変換
する第１の周波数変換器と、前記位相差分離回路
の分岐された他方の出力を局部発振信号として前
記第２の低域通過フイルタの出力を周波数変換す
る第２の周波数変換器と、前記第１および第２の
周波数変換器の出力を加算または減算する回路
と、該加算または減算回路の出力を入力とする振
幅制限回路と、該振幅制限回路の出力を入力とす
る周波数検波器とを有し、該周波数変検波器の出
力から得られる信号を受信信号とすることによつ
て上記目的を達成できる。
ほぼ等しい周波数を有する第１の局部発振器の出
力を局部発振信号とする直交検波器と、該直交検
波器の二つの出力をそれぞれ入力する第１および
第２の低域通過フイルタと、第２の局部発振器
と、該第２の局部発振器の出力を90°の位相差を
与えて二つに分岐する位相差分離回路と、該位相
差分離回路の一方の出力を局部発振信号として、
前記第１の低域通過フイルタの出力を周波数変換
する第１の周波数変換器と、前記位相差分離回路
の分岐された他方の出力を局部発振信号として前
記第２の低域通過フイルタの出力を周波数変換す
る第２の周波数変換器と、前記第１および第２の
周波数変換器の出力を加算または減算する回路
と、該加算または減算回路の出力を入力とする振
幅制限回路と、該振幅制限回路の出力を入力とす
る周波数検波器とを有し、該周波数変検波器の出
力から得られる信号を受信信号とすることによつ
て上記目的を達成できる。
以下図面を用いて詳しい説明を行う。本発明の
実施例を第１図に示す。受信入力端子１に入力さ
れたFM変調波は、二分岐されそれぞれミクサ２
１，２２に入力される。このFM変調波は一般的
に次のように表わすことができる。
実施例を第１図に示す。受信入力端子１に入力さ
れたFM変調波は、二分岐されそれぞれミクサ２
１，２２に入力される。このFM変調波は一般的
に次のように表わすことができる。
Vr（ｔ）＝Acos〔ωct＋Ｐ（ｔ） (1)
ここで、Ａは振幅、ωcは変調波の中心角周波
数、Ｐ（ｔ）は位相項であり、次のように表わさ
れる。
数、Ｐ（ｔ）は位相項であり、次のように表わさ
れる。
Ｐ（ｔ）＝ωn∫ｔ
−∝Ｓ（ｔ）dt (2)
ここで、ωnは変調度を示す定数、Ｓ（ｔ）は送
信信号である。局部発振器３１は、その発振周波
数を受信FM変調波の中心周波数にほぼ等しく選
ばれる。この出力は二分岐され、一方を90°移相
器４１に入力することにより、位相が90°異なる
二つの局部発振信号が得られる。受信信号は、こ
れらの信号を局部発振信号としてミクサ２１，２
２により周波数変換された後、低域通過フイルタ
５７，５２に入力される。この低域通過フイルタ
は雑音および周波数の異なる妨害波を除去するた
めのものである。低域通過フイルタの５１，５２
出力の二つのベースバンド信号はそれぞれ次のよ
うに表わされる。
信信号である。局部発振器３１は、その発振周波
数を受信FM変調波の中心周波数にほぼ等しく選
ばれる。この出力は二分岐され、一方を90°移相
器４１に入力することにより、位相が90°異なる
二つの局部発振信号が得られる。受信信号は、こ
れらの信号を局部発振信号としてミクサ２１，２
２により周波数変換された後、低域通過フイルタ
５７，５２に入力される。この低域通過フイルタ
は雑音および周波数の異なる妨害波を除去するた
めのものである。低域通過フイルタの５１，５２
出力の二つのベースバンド信号はそれぞれ次のよ
うに表わされる。
V1（ｔ）＝Bcos｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）｝ (3)
V2（ｔ）＝Bsin｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）｝ (4)
ここで、ＢはＡに比例する定数、ΔQ（ｔ）は
変調波の中心周波数と局部発振周波数とがわずか
に異なつていることによりゆつくりと変化する位
相項である。
変調波の中心周波数と局部発振周波数とがわずか
に異なつていることによりゆつくりと変化する位
相項である。
二つのベースバンド信号V1（ｔ），V2（ｔ）は、
角周波数ωiの局部発振器３２の出力を二分して、
一方を90°移相器に通して得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ２３，２４により、周波数
変換される。得られる信号V3（ｔ），V4（ｔ）はそ
れぞれ次のように表わされる。
角周波数ωiの局部発振器３２の出力を二分して、
一方を90°移相器に通して得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ２３，２４により、周波数
変換される。得られる信号V3（ｔ），V4（ｔ）はそ
れぞれ次のように表わされる。
V3（ｔ）＝Bcos｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）｝cos（ωiｔ
＋θi）＝１／２Bcos｛ωiｔ＋Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋
θi｝ ＋１／２Bcos｛ωiｔ−Ｐ（ｔ）−ΔQ（ｔ）＋θ
i｝(5) V4（ｔ）＝Bsin｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）｝sin（ωiｔ
＋θi）＝−１／２Bcos｛ωiｔ＋Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）
＋θi｝ ＋１／２Bcos｛ωiｔ−Ｐ（ｔ）−ΔQ（ｔ）＋θ
i｝(6) ここで、θiは位相定数である。
＋θi）＝１／２Bcos｛ωiｔ＋Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋
θi｝ ＋１／２Bcos｛ωiｔ−Ｐ（ｔ）−ΔQ（ｔ）＋θ
i｝(5) V4（ｔ）＝Bsin｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）｝sin（ωiｔ
＋θi）＝−１／２Bcos｛ωiｔ＋Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）
＋θi｝ ＋１／２Bcos｛ωiｔ−Ｐ（ｔ）−ΔQ（ｔ）＋θ
i｝(6) ここで、θiは位相定数である。
これらの信号を減算回路６に入力することによ
り、その出力信号V5（ｔ）は次のようになる。
り、その出力信号V5（ｔ）は次のようになる。
V5（ｔ）＝V3（ｔ）−V4（ｔ）＝Bcos｛ωiｔ＋Ｐ（
ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋θi｝(7) この信号は、中心角周波数ωiの周波数変調波で
あるから、これを振幅制限器７に通したのち、周
波数弁別器８に入力することによつて、出力端子
９に受信信号 Vd（ｔ）＝Aoｄ／dt｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋θi｝＝
Ao｛Ｓ（ｔ）＋ｄ／dtＱ（ｔ）｝(8) が得られる。ここで、Aoは定数、ｄ／dtＱ（ｔ）は 受信変調波の中心周波数と局部発振器３１の発振
周波数との差であり、これは小さく選ばれるの
で、無視できる。したがつて受信出力は送信信号
Ｓ（ｔ）となる。
ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋θi｝(7) この信号は、中心角周波数ωiの周波数変調波で
あるから、これを振幅制限器７に通したのち、周
波数弁別器８に入力することによつて、出力端子
９に受信信号 Vd（ｔ）＝Aoｄ／dt｛Ｐ（ｔ）＋ΔQ（ｔ）＋θi｝＝
Ao｛Ｓ（ｔ）＋ｄ／dtＱ（ｔ）｝(8) が得られる。ここで、Aoは定数、ｄ／dtＱ（ｔ）は 受信変調波の中心周波数と局部発振器３１の発振
周波数との差であり、これは小さく選ばれるの
で、無視できる。したがつて受信出力は送信信号
Ｓ（ｔ）となる。
本発明では、従来のダイレクトコンバージヨン
方式において必要であつた微分器および乗算器が
不要となる。一般に乗算器の実現は困難であるか
ら、この効果は大きい。また、同じく従来、必要
とされた自動利得制御回路の代わりに、より実現
が容易である、中間周波数帯における振幅制御器
が使用できる。
方式において必要であつた微分器および乗算器が
不要となる。一般に乗算器の実現は困難であるか
ら、この効果は大きい。また、同じく従来、必要
とされた自動利得制御回路の代わりに、より実現
が容易である、中間周波数帯における振幅制御器
が使用できる。
本発明においては、中間周波数を使用するけれ
ども、同じく中間周波数を使用する従来のヘテロ
ダイン方式とは、まず、イメージ周波数応答の問
題が無いことが異なる。すなわち、従来のヘテロ
ダイン方式においては、本来の入力信号の他に局
部発振周波数から、中間周波数だけ反対側に離れ
た周波数であるイメージ周波数に対する応答があ
り、これを避けるために、周波数変換を何度も行
つたり、中間周波数の設定に制約を課したりする
必要があつた。これと同時に受信変調波の中心周
波数の変化範囲が制約されていた。本発明では、
中間周波数は一度だけ使用すればよく、またその
周波数の設定は、使用する周波数弁別器に適して
た任意の周波数に選ぶことができる。後者の特長
は、例えば、パルスカウント型周波数弁別器など
のように、中間周波数を下げるほど検波感度が上
がる場合に効果がある。また、受信変調波の中心
周波数が大きく変化しても、局部発振器３１の発
振周波数を変化させるのみで、簡単に対応できる
ので、多数のチヤンネルを有する広帯域受信機を
容易に実現できる。本発明のさらに別の効果とし
て、チヤンネル選択フイルタとして、低域通過フ
イルタを使用できるので、中間周波数帯における
帯域通過フイルタが不要になる。このことは、変
調波の帯域が狭くなつた場合に、帯域通過フイル
タの実現が困難であるから、特に有効である。以
上説明したように、本発明は、ダイレクトコンバ
ージヨン方式FM受信機とヘテロダイン方式FM
受信機の両者の利点のみを有するという効果があ
る。
ども、同じく中間周波数を使用する従来のヘテロ
ダイン方式とは、まず、イメージ周波数応答の問
題が無いことが異なる。すなわち、従来のヘテロ
ダイン方式においては、本来の入力信号の他に局
部発振周波数から、中間周波数だけ反対側に離れ
た周波数であるイメージ周波数に対する応答があ
り、これを避けるために、周波数変換を何度も行
つたり、中間周波数の設定に制約を課したりする
必要があつた。これと同時に受信変調波の中心周
波数の変化範囲が制約されていた。本発明では、
中間周波数は一度だけ使用すればよく、またその
周波数の設定は、使用する周波数弁別器に適して
た任意の周波数に選ぶことができる。後者の特長
は、例えば、パルスカウント型周波数弁別器など
のように、中間周波数を下げるほど検波感度が上
がる場合に効果がある。また、受信変調波の中心
周波数が大きく変化しても、局部発振器３１の発
振周波数を変化させるのみで、簡単に対応できる
ので、多数のチヤンネルを有する広帯域受信機を
容易に実現できる。本発明のさらに別の効果とし
て、チヤンネル選択フイルタとして、低域通過フ
イルタを使用できるので、中間周波数帯における
帯域通過フイルタが不要になる。このことは、変
調波の帯域が狭くなつた場合に、帯域通過フイル
タの実現が困難であるから、特に有効である。以
上説明したように、本発明は、ダイレクトコンバ
ージヨン方式FM受信機とヘテロダイン方式FM
受信機の両者の利点のみを有するという効果があ
る。
本発明の実施例では、直交検波を行う方法とし
て、局部発振信号の位相を90°異ならせたけれど
も、この代わりに、入力変調波の位相を90°だけ
異ならせてもよいことは、よく知られていること
である。また減算回路６の代わりに加算回路を用
いても、検波出力の極性が変化するのみで、同じ
ように効果がある。
て、局部発振信号の位相を90°異ならせたけれど
も、この代わりに、入力変調波の位相を90°だけ
異ならせてもよいことは、よく知られていること
である。また減算回路６の代わりに加算回路を用
いても、検波出力の極性が変化するのみで、同じ
ように効果がある。
第１図は本発明の実施例を示すブロツク図であ
る。 これらの図において、１は入力端子、２１，２
２，２３，２４はミクサ、３１，３２は局部発振
器、４１，４２は90°移相器、５１，５２は低域
通過フイルタ、６は減算回路、７は振幅制限回
路、８は周波数弁別器、９は出力端子である。
る。 これらの図において、１は入力端子、２１，２
２，２３，２４はミクサ、３１，３２は局部発振
器、４１，４２は90°移相器、５１，５２は低域
通過フイルタ、６は減算回路、７は振幅制限回
路、８は周波数弁別器、９は出力端子である。
Claims (1)
- １ 周波数変調波を入力信号とし、該周波数変調
波の中心周波数にほぼ等しい周波数を有する第１
の局部発振器の出力を局部発振信号とする直交検
波器と、該直交検波器の二つの出力をそれぞれ入
力とする第１および第２の低域通過フイルタと、
第２の局部発振器と、該第２の局部発振器の出力
を90°の位相差を与えて二つに分岐する位相差分
離回路と、該位相差分離回路の分岐された一方の
出力を局部発振信号として、前記第１の低域通過
フイルタの出力を周波数変換する第１の周波数変
換器と、前記位相差分離回路の分岐された他方の
出力を局部発振信号として前記第２の低域通過フ
イルタの出力を周波数変換する第２の周波数変換
器と、前記第１および第２の周波数変換器の出力
を加算または減算する回路と、該加算または減算
回路の出力を入力とする振幅制限回路と、該振幅
制限回路の出力を入力とする周波数検波器とを有
し、該周波数検波器の出力から得られる信号を受
信出力とすることを特徴とするFM受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7048383A JPS59196629A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7048383A JPS59196629A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59196629A JPS59196629A (ja) | 1984-11-08 |
| JPH0463574B2 true JPH0463574B2 (ja) | 1992-10-12 |
Family
ID=13432808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7048383A Granted JPS59196629A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59196629A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4791600A (en) * | 1986-07-28 | 1988-12-13 | Tektronix, Inc. | Digital pipelined heterodyne circuit |
| JPS63232507A (ja) * | 1987-03-19 | 1988-09-28 | Fujitsu Ltd | 無線受信方式 |
| JP2982567B2 (ja) * | 1993-07-20 | 1999-11-22 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置 |
| JPH1117749A (ja) * | 1997-06-24 | 1999-01-22 | Nec Corp | 復調回路 |
| JP3545606B2 (ja) | 1998-03-04 | 2004-07-21 | 株式会社東芝 | 受信装置 |
-
1983
- 1983-04-21 JP JP7048383A patent/JPS59196629A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59196629A (ja) | 1984-11-08 |
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