JPS6325523B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6325523B2 JPS6325523B2 JP55044885A JP4488580A JPS6325523B2 JP S6325523 B2 JPS6325523 B2 JP S6325523B2 JP 55044885 A JP55044885 A JP 55044885A JP 4488580 A JP4488580 A JP 4488580A JP S6325523 B2 JPS6325523 B2 JP S6325523B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- metal plate
- dielectric
- resonator
- center conductor
- conductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/04—Coaxial resonators
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘電体装架同軸共振器に関するもの
で、その共振周波数を、基本構造の変更なしに、
高いＱ値を維持したまま、簡便に広い範囲に可変
できるようにすることを目的とする。
で、その共振周波数を、基本構造の変更なしに、
高いＱ値を維持したまま、簡便に広い範囲に可変
できるようにすることを目的とする。
一般に、特にUHF帯等で、小型、高Ｑの共振
器として両端開放の1/2波長同軸共振器、又は一
端短絡他方開放の1/4波長同軸共振器等が知られ
ているが、小型化のために内外導体間に高誘電率
媒質を充填、又は一部充填する誘電体装架共振器
が、よく用いられている。第１図に示すものは、
この一例を示すもので線路インピーダンスをステ
ツプ状に変化させ、更に小型、高Ｑ化をねらつた
ものである。図において１は外部導体、２は中心
導体、３は装架した誘電体、７は共振器筐体であ
る。これらの共振器の共振周波数は、共振器の長
さ、誘電体の誘電率及び形状、中心導体の形状に
よつて決定される。そして、共振周波数を変化さ
せるには、従来の方法では、開放端に容量を持た
せ、これを例えば第１図に示すような対向電極４
と５のような構造で実現し、両電極４と５のエア
ギヤツプ長の調整によつて所期の共振周波数を得
ていた。
器として両端開放の1/2波長同軸共振器、又は一
端短絡他方開放の1/4波長同軸共振器等が知られ
ているが、小型化のために内外導体間に高誘電率
媒質を充填、又は一部充填する誘電体装架共振器
が、よく用いられている。第１図に示すものは、
この一例を示すもので線路インピーダンスをステ
ツプ状に変化させ、更に小型、高Ｑ化をねらつた
ものである。図において１は外部導体、２は中心
導体、３は装架した誘電体、７は共振器筐体であ
る。これらの共振器の共振周波数は、共振器の長
さ、誘電体の誘電率及び形状、中心導体の形状に
よつて決定される。そして、共振周波数を変化さ
せるには、従来の方法では、開放端に容量を持た
せ、これを例えば第１図に示すような対向電極４
と５のような構造で実現し、両電極４と５のエア
ギヤツプ長の調整によつて所期の共振周波数を得
ていた。
今、チユーニングビス６を回し、エアギヤツプ
長を変化せたときの共振周波数0と、その時の無
負荷Ｑ，Q0の変化を調べると、第２図のように
なる。すなわち0は40MHz位可変できるが、ギヤ
ツプを狭くするとQ0が悪化してくるので、実用
的でなくなり、ギヤツプ長0.8mm以上に限定され
てくる。するとこの従来方法による可変周波数は
10MHzということになる。
長を変化せたときの共振周波数0と、その時の無
負荷Ｑ，Q0の変化を調べると、第２図のように
なる。すなわち0は40MHz位可変できるが、ギヤ
ツプを狭くするとQ0が悪化してくるので、実用
的でなくなり、ギヤツプ長0.8mm以上に限定され
てくる。するとこの従来方法による可変周波数は
10MHzということになる。
一方、共振器を外部回路に結合すると、その結
合の強さに応じて共振周波数0が変化する。第３
図にその測定例を示す。これは共振器のギヤツプ
長は0.8mmと一定に保ち、結合の強さQeを変えて
の変化をプロツトしたもので、結合の極めて弱
いときに915MHzで共振したものが、外部結合を
強くしていくに従い、数10MHzないし100MHz位
低下し、その変化は極めて大きい。一般に共振器
を多段接続して構成するフイルタでは、段間の共
振器間の結合度に比べて、入出力線路の結合度が
一桁位高くなることが多い。従つて、これらの共
振器を同一形状に作製した場合、個々の共振器の
0に数10MHzのずれが生じ、従来のギヤツプ容量
変化法に依つては一致させることは不可能であ
る。従つて、従来は異なる寸法、構造の共振器を
用意せねばならなかつた。このことは、製造上の
寸法精度の要求が厳しくなることはもとより、フ
イルタ製作の自由度をも損なうもので、中心周波
数の僅かに異なるフイルタを構成しようとして
も、従来のギヤツプ容量変化法では、共振器の
Q0値が変化してしまうため、最適設計が得がた
いものとなる。また装架する誘電体の誘電率や形
状のばらつきによる変動も考慮すると、従来の共
振器構造ではこれに対応しきれない等、いくつか
の欠点を有していた。
合の強さに応じて共振周波数0が変化する。第３
図にその測定例を示す。これは共振器のギヤツプ
長は0.8mmと一定に保ち、結合の強さQeを変えて
の変化をプロツトしたもので、結合の極めて弱
いときに915MHzで共振したものが、外部結合を
強くしていくに従い、数10MHzないし100MHz位
低下し、その変化は極めて大きい。一般に共振器
を多段接続して構成するフイルタでは、段間の共
振器間の結合度に比べて、入出力線路の結合度が
一桁位高くなることが多い。従つて、これらの共
振器を同一形状に作製した場合、個々の共振器の
0に数10MHzのずれが生じ、従来のギヤツプ容量
変化法に依つては一致させることは不可能であ
る。従つて、従来は異なる寸法、構造の共振器を
用意せねばならなかつた。このことは、製造上の
寸法精度の要求が厳しくなることはもとより、フ
イルタ製作の自由度をも損なうもので、中心周波
数の僅かに異なるフイルタを構成しようとして
も、従来のギヤツプ容量変化法では、共振器の
Q0値が変化してしまうため、最適設計が得がた
いものとなる。また装架する誘電体の誘電率や形
状のばらつきによる変動も考慮すると、従来の共
振器構造ではこれに対応しきれない等、いくつか
の欠点を有していた。
本発明は、上記のような欠点を解決するための
新しい共振器構造を提供するものである。
新しい共振器構造を提供するものである。
本発明によれば、外部導体、中心導体、誘電
体、ギヤツプ容量電極板等の寸法、構造は一定の
ままで、共振周波数を広い範囲に設定することが
でき、しかもその際Q0値の劣化はなく最適値に
維持できるのである。
体、ギヤツプ容量電極板等の寸法、構造は一定の
ままで、共振周波数を広い範囲に設定することが
でき、しかもその際Q0値の劣化はなく最適値に
維持できるのである。
以下本発明の一実施例を説明する。第４図にお
いて誘電体媒質３とギヤツプ容量電極板４の隙間
に金属板８を装着する。同ｂはａのＡ−A′にお
ける断面図を示す。この金属板８は勿論、他の導
体と同じように導電率の高い銅や銀を素材とした
方が高いQ0が得られる。この金属板８の断面積
及び厚さを変化させることにより共振周波数を制
御することができる。以下に一例として中心導
体、外部導体、金属板ともにその断面が円形状の
場合をとりあげ、金属板の直径と厚みを変えた時
の共振周波数の変化の様子を示す。この場合、金
属板８の直径は中心導体２の径より大きく、外部
導体１の径より小さくし、中心に穴をあけ、中心
導体２に接触するようにはめ込んで使用する。厚
みは比較的薄くても効果はあり、自由に着脱でき
るようになつている。
いて誘電体媒質３とギヤツプ容量電極板４の隙間
に金属板８を装着する。同ｂはａのＡ−A′にお
ける断面図を示す。この金属板８は勿論、他の導
体と同じように導電率の高い銅や銀を素材とした
方が高いQ0が得られる。この金属板８の断面積
及び厚さを変化させることにより共振周波数を制
御することができる。以下に一例として中心導
体、外部導体、金属板ともにその断面が円形状の
場合をとりあげ、金属板の直径と厚みを変えた時
の共振周波数の変化の様子を示す。この場合、金
属板８の直径は中心導体２の径より大きく、外部
導体１の径より小さくし、中心に穴をあけ、中心
導体２に接触するようにはめ込んで使用する。厚
みは比較的薄くても効果はあり、自由に着脱でき
るようになつている。
この金属板８の厚みｔと直径Ｄを変えたときの
共振周波数の変化を第５図に示す。
共振周波数の変化を第５図に示す。
まず0.4mm厚の円板で、直径を4.0mmから6.5mm迄
変化させると、0は30MHz変化する。更に0.2mm
厚に変換して4.0から7.0mm迄変えれば0は更に
50MHz変化し、合計して80MHzの変化が得られ
る。更に厚みを変えれば変化範囲は拡大される。
この際のQ0値の劣化は、中心導体２とギヤツプ
容量電極板４との密着性さえ注意すれば殆んどな
い。前記した外部回路との結合度による0の大き
な変化は、本発明によつて補償が可能となりフイ
ルタ構造を極めて容易にする。
変化させると、0は30MHz変化する。更に0.2mm
厚に変換して4.0から7.0mm迄変えれば0は更に
50MHz変化し、合計して80MHzの変化が得られ
る。更に厚みを変えれば変化範囲は拡大される。
この際のQ0値の劣化は、中心導体２とギヤツプ
容量電極板４との密着性さえ注意すれば殆んどな
い。前記した外部回路との結合度による0の大き
な変化は、本発明によつて補償が可能となりフイ
ルタ構造を極めて容易にする。
第６図は、外部回路及び共振器間の結合を得る
ための結合基板９が装着された従来の構造例であ
り、第７図は結合基板が装着された時の本発明の
実施例の構造を示すものである。結合基板９はテ
フロン等の絶縁体の表面に結合パターンが銅箔で
形成されているもので、共振器に接続されている
部分は表裏共銅箔がついている。従来の構造では
この銅箔と中心導体との接触が不完全となりQ0
値が大巾に低下し、不安定なものとなつていた。
本発明によれば、この結合基板９は、両側から金
属板ではさみ込んだ形状となる為、中心導体と結
合基板との電気的接続は確実なものとなり、Q0
値が大巾に向上するという特長が生ずる。本実施
例では外部導体、内部導体ともにその断面が円形
のものを示したが、外部導体を角形とし、外部導
体と内部導体の間に高誘電率媒質を装着しても良
いことはもちろんである。
ための結合基板９が装着された従来の構造例であ
り、第７図は結合基板が装着された時の本発明の
実施例の構造を示すものである。結合基板９はテ
フロン等の絶縁体の表面に結合パターンが銅箔で
形成されているもので、共振器に接続されている
部分は表裏共銅箔がついている。従来の構造では
この銅箔と中心導体との接触が不完全となりQ0
値が大巾に低下し、不安定なものとなつていた。
本発明によれば、この結合基板９は、両側から金
属板ではさみ込んだ形状となる為、中心導体と結
合基板との電気的接続は確実なものとなり、Q0
値が大巾に向上するという特長が生ずる。本実施
例では外部導体、内部導体ともにその断面が円形
のものを示したが、外部導体を角形とし、外部導
体と内部導体の間に高誘電率媒質を装着しても良
いことはもちろんである。
次に本発明の実施例として、本共振器をフイル
タに応用した場合を説明する。例として、中心周
波数が800MHz帯で、帯域巾30MHz、第４図に示
した形状の共振器を６段結合させたチエビシエフ
型バンドパスフイルタを取り上げる。各々の結合
計数はQe25、段間Ｋ0.02となる。結合係数
がQe25であるので、第３図より入出力線路と
結合する共振器の共振周波数は約840MHzになる。
一方段間の共振器では段間結合係数がＫ0.02で
あるから共振周波数は、約875MHzになる。した
がつて両者の間には共振周波数が35MHz差が生ず
る。このため、第５図より段間の共振器に例えば
0.2t−7.0φの金属板を装着するなら、入出力線路
と結合する共振器には0.2t−5.4φの金属板を装着
すればその差を補償できる。中心導体や装架され
る誘電体の形状は全く同一でよく、万一何等かの
原因で0がばらついても、用意した何種類かの金
属板を差し換えることにより容易に調整できる。
また送信用フイルタと受信用フイルタを一体化し
た共用器では、送受の周波数差は数十ＭHzのこと
が多い。この場合も本発明によつて、送、受両フ
イルタを同一共振器を使用し、金属板のみ何種類
か用意すれば共用器の構成が可能であり、従来の
ように４種類の異なる共振器を精度良く製作する
複雑さが解消される。
タに応用した場合を説明する。例として、中心周
波数が800MHz帯で、帯域巾30MHz、第４図に示
した形状の共振器を６段結合させたチエビシエフ
型バンドパスフイルタを取り上げる。各々の結合
計数はQe25、段間Ｋ0.02となる。結合係数
がQe25であるので、第３図より入出力線路と
結合する共振器の共振周波数は約840MHzになる。
一方段間の共振器では段間結合係数がＫ0.02で
あるから共振周波数は、約875MHzになる。した
がつて両者の間には共振周波数が35MHz差が生ず
る。このため、第５図より段間の共振器に例えば
0.2t−7.0φの金属板を装着するなら、入出力線路
と結合する共振器には0.2t−5.4φの金属板を装着
すればその差を補償できる。中心導体や装架され
る誘電体の形状は全く同一でよく、万一何等かの
原因で0がばらついても、用意した何種類かの金
属板を差し換えることにより容易に調整できる。
また送信用フイルタと受信用フイルタを一体化し
た共用器では、送受の周波数差は数十ＭHzのこと
が多い。この場合も本発明によつて、送、受両フ
イルタを同一共振器を使用し、金属板のみ何種類
か用意すれば共用器の構成が可能であり、従来の
ように４種類の異なる共振器を精度良く製作する
複雑さが解消される。
以上説明したように、本発明は、従来の誘電体
装架共振器に、薄い金属板を誘電体と結合基板の
間隙に装着することにより、共振周波数を広い範
囲に変化させることを可能としたもので、同時に
Ｑ値の改善にも役立つ。本発明によれば、共振器
の基本構造、すなわち外部導体や中心導体の寸法
や誘電体の形状は何らの変更も要せず、金属板の
差し換えのみで数十ＭHzの共振周波数の変化が容
易に得られるため、応用例として多段フイルタを
構成した場合等、調整が容易となり、また基本部
品の同一形状化もあつて、量産に有利な共振器構
造であると言える。なお数ＭHz以下の微調は、従
来のように、開放端電極容量変化による連続可変
を併用することは言うまでもない。
装架共振器に、薄い金属板を誘電体と結合基板の
間隙に装着することにより、共振周波数を広い範
囲に変化させることを可能としたもので、同時に
Ｑ値の改善にも役立つ。本発明によれば、共振器
の基本構造、すなわち外部導体や中心導体の寸法
や誘電体の形状は何らの変更も要せず、金属板の
差し換えのみで数十ＭHzの共振周波数の変化が容
易に得られるため、応用例として多段フイルタを
構成した場合等、調整が容易となり、また基本部
品の同一形状化もあつて、量産に有利な共振器構
造であると言える。なお数ＭHz以下の微調は、従
来のように、開放端電極容量変化による連続可変
を併用することは言うまでもない。
第１図は従来の誘電体装架共振器の断面図、第
２図は従来の開放端エアギヤツプ長調整のみによ
る共振周波数と無負荷Ｑの変化を示す図、第３図
は外部との結合度による共振周波数の変化を示す
図、第４図ａは本発明の一実施例における同軸共
振器の構成を示す縦断面図、同ｂは同Ａ−A′断
面図、第５図は本発明により装着される金属板の
厚みと直径を変えたときの共振周波数の変化を示
す図、第６図は結合基板が存在する場合の従来の
構成を示す断面図、第７図はその場合の本発明の
一実施例の構成を示す断面図である。 １……外部導体、２……中心導体、３……誘電
体、４，５……開放端電極、６……ギヤツプ長調
整用ビス、７……共振器筐体、８……周波数調整
用金属板、９……結合基板。
２図は従来の開放端エアギヤツプ長調整のみによ
る共振周波数と無負荷Ｑの変化を示す図、第３図
は外部との結合度による共振周波数の変化を示す
図、第４図ａは本発明の一実施例における同軸共
振器の構成を示す縦断面図、同ｂは同Ａ−A′断
面図、第５図は本発明により装着される金属板の
厚みと直径を変えたときの共振周波数の変化を示
す図、第６図は結合基板が存在する場合の従来の
構成を示す断面図、第７図はその場合の本発明の
一実施例の構成を示す断面図である。 １……外部導体、２……中心導体、３……誘電
体、４，５……開放端電極、６……ギヤツプ長調
整用ビス、７……共振器筐体、８……周波数調整
用金属板、９……結合基板。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 外部導体内に、一端短絡他端開放の中心導体
を有し、中心導体側面の、開放端側の一部、また
は全部に高誘電率媒質を装架し、かつ中心導体の
開放端面に中心導体断面積より大なる面積を有す
る第１の金属板を装着してなる誘電体装架同軸共
振器において、前記第１の金属板より小なる面積
を有する第２の金属板を高誘電率媒質と前記第１
の金属板との間隙に装着したことを特徴とする誘
電体装架同軸共振器。 ２ 第２の金属板の面積及び厚みを変えることに
よつて、共振周波数を変えられるようにしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘電体
装架同軸共振器。 ３ 第１の金属板と第２の金属板との間に、外部
との結合を得る為の結合基板を設けたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の
誘電体装架同軸共振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4488580A JPS56141601A (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Dielectric loading coaxial resonator |
| US06/251,967 US4389624A (en) | 1980-04-04 | 1981-04-03 | Dielectric-loaded coaxial resonator with a metal plate for wide frequency adjustments |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4488580A JPS56141601A (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Dielectric loading coaxial resonator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56141601A JPS56141601A (en) | 1981-11-05 |
| JPS6325523B2 true JPS6325523B2 (ja) | 1988-05-25 |
Family
ID=12703936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4488580A Granted JPS56141601A (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Dielectric loading coaxial resonator |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4389624A (ja) |
| JP (1) | JPS56141601A (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5915304A (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 同軸型誘電体共振器 |
| JPS59128801A (ja) * | 1983-01-14 | 1984-07-25 | Oki Electric Ind Co Ltd | 誘電体フイルタの調整方法 |
| JPS6027204A (ja) * | 1983-07-23 | 1985-02-12 | Murata Mfg Co Ltd | 発振回路装置 |
| US4595892A (en) * | 1984-04-10 | 1986-06-17 | Rca Corporation | Coaxial cavity resonator having a dielectric insert which impedance matches active device useable with resonator |
| US5144269A (en) * | 1990-03-20 | 1992-09-01 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Dielectric filter having external connection formed on dielectric substrate |
| US5285178A (en) * | 1992-10-07 | 1994-02-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Combiner resonator having an I-beam shaped element disposed within its cavity |
| US5666093A (en) * | 1995-08-11 | 1997-09-09 | D'ostilio; James Phillip | Mechanically tunable ceramic bandpass filter having moveable tabs |
| WO2002103875A1 (en) * | 2001-06-15 | 2002-12-27 | Kauffman George M | Protective device |
| US6734766B2 (en) * | 2002-04-16 | 2004-05-11 | Com Dev Ltd. | Microwave filter having a temperature compensating element |
| US7224248B2 (en) * | 2004-06-25 | 2007-05-29 | D Ostilio James P | Ceramic loaded temperature compensating tunable cavity filter |
| EP1760824B1 (en) * | 2005-09-06 | 2010-08-11 | Panasonic Corporation | Temperature compensation of combline resonators using composite inner conductor |
| US8228656B2 (en) | 2007-09-12 | 2012-07-24 | Kauffman George M | Protective device for a radio frequency transmission line |
| US8578879B2 (en) * | 2009-07-29 | 2013-11-12 | Applied Materials, Inc. | Apparatus for VHF impedance match tuning |
| US8456789B2 (en) | 2010-12-15 | 2013-06-04 | Andrew Llc | Tunable coaxial surge arrestor |
| WO2017095310A1 (en) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Coaxial resonator with dielectric disc |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2085223A (en) * | 1932-10-12 | 1937-06-29 | Fed Telegraph Co | High frequency circuits |
| US2645679A (en) * | 1947-11-29 | 1953-07-14 | Standard Telephones Cables Ltd | Method of controlling susceptance of a post type obstacle |
| JPS55135401A (en) * | 1979-04-09 | 1980-10-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Coaxial type resonator |
-
1980
- 1980-04-04 JP JP4488580A patent/JPS56141601A/ja active Granted
-
1981
- 1981-04-03 US US06/251,967 patent/US4389624A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4389624A (en) | 1983-06-21 |
| JPS56141601A (en) | 1981-11-05 |
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