JPS63257458A - シングルエンド形遮断型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、請求項１に記載の上位概念に記載の遮断型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路
に関する。このＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、２次側回
路の出力電圧を直接または間接に調整する調整器を備え
ている。

この場合に、調整器に供給される実際値は２次側回路の
出力電圧であるかまたは、２次側回路と同様に構成され
トランスの補助巻線に接続されている補助回路の出力電
圧である。無負荷電圧に比例する、補助回路の出力電圧
によりいわゆる起電力制御を行なうことができる。起電
力制御は、２次側回路と調整器との電気的分離をトラン
スにより実現することができる利点を有する。

従来技術 情報伝送システムに給電するためには、通常は、無負荷
の場合と全負荷の場合の間の偏差が小さい１．ａｉ々の
大きさと極性の多くの出力電圧を供給する給電機器が必
要である。これらの給電機器は多くの場合に、公知の原
理にしたがつ型 て導通型ＤＣ−ＤＣコンバータまたは辿断彫ＤＣ−ＤＣ
コンバータとして構成される。

Ｈ，Ｇｕｍｍｈａｌｔｅｉ　Ｈ”　Ｓｔｒｏｍｖｅｒｓ
ｏｒｇｕｎｇｓｓｙｓｊｅｍｅｄｅｒ　Ｋｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓｉｅｃｈｎｉｋ”第１部基礎（Ｓｉｅｍ
ｅｎｓ株式会社、１９８３年刊）の２１５頁〜２２３頁
Ｋ、ＤＣ−ＤＣ’コンバータをシングルエンド形導通型
ＤＣ−ＤＣコンバータまた型 はシングルエン）’　形迩断ＫＤ　Ｃ−Ｄ　Ｃ：Ｉ　：
ｙ　４−タとして構成することが記載され公知である。

公知のシングルエンド形遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータの
場合には１次側への電気エネルギの供給、が、２次側か
らの電気エネルギの出力と時間的に一致しない。

トランジスタの導通フェーズにおいては１次側に電流が
流れる。１次側巻線と２次側巻線は同一の巻線方向を有
するので、導通状態のダイオードとチョークコイルとを
介して同次に２次側に電流が負荷に流れるので、２次側
回路の平滑コンデンサが充電される。この・際に、２次
側回路に設けられている平滑チョークコイルには電磁エ
ネルギーが蓄積される。切換トランジスタの遮断フェー
ズの期間、には２次側回路への給電は中断される。チョ
ークコイルはフライホイールダイオードを介して当該の
周期の終りまで電気エネルギーを負荷に供給し、平滑コ
ンデンサは放電される。調整および制御装置はトランジ
スタを１つの周期において、入力電圧が変動する場合及
び／又は負荷が変化する場合に出力直流電圧を一定に保
持しなければならない限シ導通状態に制御する。トラン
スが飽和状態に達しないように例えば消磁巻線が設けら
れている。

切換トランジスタの遮断フェーズの期間においては電流
は、消磁巻線に直列に接続されているダイオードとこの
消磁巻線を介して逆の方向で流れこのようにしてトラン
ジスタを次の導通状に 態のため匂準備をする。

公知のシングルエンド形・遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の場合には電気エネルギーの受は取υと送出とは時間的
にシフトされている。切換トランジスタの導通状態にお
いては電流はトランスの１次側巻線のみに流れる、何故
ならば１次巻線と２次巻線の巻線方向が逆であるからで
ある。このようにして切換トランジスタの導通フェーズ
においては、出力回路の中のダイオードの極性は遮断方
向となシしたがって２次巻線に電流は流れない。負荷は
、出力回路の中の平滑コンデンサのみから給電される。

切換トランジスタが遮断フェーズになるとトランスの電
圧の極性が反転する。このようにして、出力回路の中の
ダイオードは導通状態となる。導通状態の間にトランス
に蓄積された電磁エネルギーは負荷に送出される。同時
に平滑コンデンサは新たに充電される。

複数の出力電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバータに起電
力制御装置を設は出力回路の少なくとも一部分に追従制
御装置を設けることができる。公知の起電力制御装置の
場合には実際値としてトランスの補助巻線の出力電圧が
タップして取出され調整および制御装置において、共通
の目標値発生器の１つの目標値と比較される。

この補助巻線の接続は、出力電圧のための２次側巻線の
場合と同様である。

本発明の枠内での研究によシ、遮断型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力回路の構成を通常では同様にすることが要件
とされているが多くの場合にこの要件を考慮しない方が
有利であることが分った。すなわち遮断型ＤＣ−ＤＣコ
ン／ぐ一タが、実質的に異なる電圧に対する複数の出力
回路を有する場合に起電力制御装置は実際にはただ１つ
の出力回路に対してしか最適化できない。

残りの出力回路はいずれにせよ追従制御しなければなら
ない。

発明が解決しようとする問題点 本発明の課題は、請求項１記載の上位概念に記載のＤＣ
−ＤＣコンバータ回路を、このＤＣ−Ｄ（１”コンバー
タ回路の追従制御装置が安価となるように構成すること
にある。

問題を解決するための手段 本発明においてはＤＣ−ＤＣコンバータ回路を、特許請
求の範囲の請求項１記載の特徴部分に記載の構成により
構成することにより解決される。この場合に整流器ダイ
オードと制御可能なスイッチは同一のまたは異なる直列
分岐に設けることができる。制御可能なスイッチは例え
ば半導体スイッチ有利には電界効果形パワートランジス
タとして構成することができる。

発明の効果 このような手段により、ＤＣ−ＤＣコンバータの他の２
次側回路に所要スペースの大きな蓄積コンデンサを設け
る必要がなくなる。

本発明の他の有利な構成は他の請求項に記載されている
。

請求項２に記載の手段によシ、追従制御の費用は非常に
僅かになり有利である。例えばクロック発生器およびパ
ルス幅変調器は双方共に必要でなくなる。この利点は、
ＤＣ−ＤＣコンバータが、比較的に大きい電圧のための
出力側の他に、比較的に小さな電圧及び／又は比較的に
大きな電流用であり追従制御装置を備えている複数の出
力側を備えている場合に重要である。

追従制御装置を備えている他の２次側回路においてはト
ラン・スの当該の２次側巻線の巻線方向は任意である。

請求項乙に記載の手段は、ＤＣ−ＤＣコンバータが、遮
断型ＤＣ−ＤＣコンバータの利点を、導通型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの利点と結合している利点を有する。

実施例 次に本発明を実施例に基いて図を用いて詳しく説明する
。

第１図に示されているＤＣ−ＤＣコンバータ回路には入
力電圧Ｕ１が給電さする。入力電圧Ｕ１が両端に印加さ
れるコンデンサ１は電子スイッチ２を介してトランス３
の１次側巻線３ａと接続されている。トランス３の第１
の２次側巻線３　ｂ、に並列に、ダイオード４と充電コ
ンデンサ５とから成る直列接続が接続されている。

充電コンデンサ５に並列に基本負荷として抵抗６と、第
１の出力電圧Ｕ２１のための出力側が接続されている。

上記１次側回路３ａと第１の２次側回路３ｂとを有する
トランス３は遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を形成す
る。この遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は起電力制御
装置上（Ｎえている。

この起電力制御装置は、トランス３の補助巻線３Ｃに接
続され第１の２次側回路を形成している補助回路を備え
ている−０この補助回路は、ダイオード１１と充電コン
デンサ１０とから成勺補助巻線３ｃに接続されている直
列接続を備えている。充電コンデンサ１０に並列に分圧
器９が接続され、でいる。分圧器９を用いて、遮断型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の無負荷電圧に比例する補助電
圧が発生される。

調整器８にて基準電圧と補助電圧から、調整偏差に相応
する量が形成され、パルス幅変調器７に供給される。パ
ルス幅変調器７は電子スイッチ２１＆：制御して遮断型
ＤＣ−ＤＣコンバータの起電力、または無負荷電圧が少
なくとも近似的に一定値に保持されるようにする。起電
力制御は出力回路Ａ１に対して最適化される。

場合に応じて第１図を変形して、一定の値に調整すべき
出力電圧Ｕ２１を実際値として使用する調整装置を設け
ることができる。

このＤＣ−ＤＣコンバータは別の２次側回路Ａ２および
Ａ３ｆｔ備えている。これらの２次側回路は、２次側回
路Ａ２またはＡ３の出力電圧Ｕ２２またはＵ２３を制御
するそれぞれ１つの追従調整器を備えている。

２次側回路Ａ２において別の２次巻線３ｄに、整流ダイ
オード１３、トランジスタ１２および、これらと逆の極
性で、これらに直列接続されているフライホイールダイ
オード１４から成る直列接続が接続されている。フライ
ホイールダイオード１４と並列に、チョークコイル１５
およびコンデンサ１７から成るフィルタ回路が接続され
ている。分圧器１８のタップ端子は調整器１６と接続さ
れている。調整器１６はパルス幅変調器２０を介してト
ランジスタ１２を制御する。パルス幅変調器２０は、２
次側巻線３ｄと接続されているクロック発生器１９によ
り同期される。

別の２次巻線３ｅと接続されている２次側回路Ａ３は出
力電圧Ｕ２３に発生しその構成は２次側回路Ａ２と同様
である。

１つの有利な構成においては出力電圧と出力電流は Ｕ２１＝９５Ｖでその電流”　０．６ＡＵ２２＝＋５Ｖ
でその電流＝２Ａ Ｕ２３＝−５Ｖでその電流＝　０．５　Ａである。

高い電圧Ｕ２１に対してはこのＤＣ−ＤＣコンバータ回
路は遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている
。他の２次側巻線３ｄおよび３ｅの巻線方向は、このＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路が、低い電圧Ｕ２２およびＵ２
３に対して導通フェーズの除に動作するように選定され
ている。

導通型ＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷電流が大きい場合
に小さい出力電圧例えば２ｖないし１５Ｖｔ−形成する
のに適している。導通型ＤＣ−ＤＣコンバータの欠点は
、遮断を、ｐ　Ｃ−Ｄ　Ｃコンバータと異なりトランス
の他に、１つの出力回路毎に２つの整流器、１つのフィ
ルタチョークコイル、１つのフィルタコンデンサおよび
１つの基本負荷を必要とする点である。更に例えばＲＣ
Ｄ接続またはその他の手段により、トランスが消磁され
たことを検出しなげればならない。電流が大きい場合に
は、コンデンサの中の実効電流を小さく保持する、電流
が連続して流れているフィルタチョークコイルが有利で
ある。

約＋５％の公差までは多くの場合には１つの共通の起電
力調整装置で十分である。公差が小さい場合及び／又は
例えば、５　ｖ等の小さい電圧を有する複数の出力回路
が設けられている場合には追従調整を行なわなければな
らない、何故ならば整流器の閾値のばらつき等が同期を
強く変動させるからである。

遮断型Ｄ′Ｃ−ＤＣコンバータは例えば１００Ｖまた、
負荷電流が小さい場合にはより大きな電圧である高い出
力電圧の形成に適している。

遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータの利点は、電磁エネルヤ蓄
積トランスのみが電磁的構成部品でありまた１つの出力
回路毎に１つの整流器、１つの充電コンデンサおよび１
つの基本負荷にて済む点である。トランスの消磁は出力
回路にて行なわれ付加的回路を設ける必要はない。実効
負荷が高いためにコンデンサのサイズを大きくしなげれ
ばならないことが、電流が大きい場合に不利に作用する
ことがある。

第１図のＤＣ−ＤＣコンバータはしたがって遮断型−導
通型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼称することができる。こ
の遮断型−導通型ＤＣ−ＤＣコンバータは遮断型ＤＣ−
ＤＣコンバータと導通型ＤＣ−ＤＣコンバータ双方の利
点を有する。遮断フェーズにおいては電圧Ｕ２１が発生
され起電力制御装置によシ一定に保持され導通フェーズ
においては２つの小さい電圧Ｕ２２およびＵｌ３が発生
される。トランス３の消磁が出力回路Ａ１にて行なわれ
るので、他の出力回路Ａ２およびＡ３において、導通型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて本来は必要である消磁手
段を設ける必要がないので有利である。

被制御遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータのキーイング率の変
化は給電電圧Ｕ１に依存して変化し、その変化の大きさ
は、対応する導通型ＤＣ−ＤＣコンバータのキーイング
率の変化の大きさに比して常に小さいので出力電圧Ｕ２
２およびＵｌ３は追従調整回路がない場合には、給電電
圧Ｕ１が２倍に増加すると最大キーイング率γｍａｘ　
”　ｏ、７の場合には３３チ、γｍａＸ　”　０−５の
場合には５０％増加する。それぞれ１つのスイッチング
追従調整器を設けることによシこれらの電圧変化を、そ
の効率が良い場合には問題なしに補償調整することがで
きる。遮断型−導通型ＤＣ−ＤＣコンバータは更に、出
力回路Ａ２およびＡ３がスペースの大きい充電コンデン
サを必要としない利点を有する。

第２図は、第１図のＤＣ−ＤＣコンパータニおける、別
の２つの２次側回路Ａ２ａおよびＡ３ａ、ｆｔ示し、こ
れらの２次側回路Ａ２ａおよびＡ３ａは制御スイッチと
してトランジスタ１２の代わりにトランスダクタ１２ａ
を備えている。トランスダクタ１２ａは調整器２１から
直流によシ制御される。この電流は、トランスダクタ１
２ａにおける電圧が降伏してトランスダクタ１２ａが導
通する電、正時間面＆を制御する。調整器２１は調整偏
差に依存して制御電流をアナログ量として形成するので
、第１図に示されているクロック発生器およびパルス幅
変調器２０は必要ではな、＜シたがって制御費用が少な
い。別の１つの利点は、双方の２次側巻線３ｄａおよび
３ｅａが互いに電気的に分離されている必要がない点に
ある。これは、双方の調整器が、それぞれのトランスダ
クタを直流により制御することに起因する。

２つの２次側巻線３ｄａおよび３ｅａは巻線方向が同一
であり直列に、接続されている。２次側巻線３．ｄａと
３ｅａとの間の接続点は端子ａと接続され端子ａは２つ
の２次側回路Ａ２ａおよびＡ３ａの共通出力端子である
。端子ａを基準として出力電圧Ｕ２２ａおよびＵ２３ａ
は互いに逆の極性を有する。

４　図の簡単な説明 第１図は、それぞれ１つのスイッチング追従調整器を有
する２つの付加的２次側回路を備えているシングルエン
ド形遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータを有するＤ　Ｃ，−Ｄ
　Ｃコンバータ回路の回路略図であり、 第２図は、第１図のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に適して
いる２つのトランスダクタ追従調整器を有する回路図で
ある。

１・・・コンデンサ、２・・・電子スイッチ、３・・・
トランス、３ａ・・・１次側巻線、３ｂ・・・２次側巻
線、３ｃ・・・補助巻線、３ｄ・・・２次側巻線、３ｅ
・・・２次側巻線、４・・・整流ダイオード、５・・・
コンデンサ、６・・・抵抗、７・・・パルス幅変調器、
８・・・調整器、９・・・分圧器、１０・・・コンデン
サ、１１・・・整流ダイオード、１２・・・トランジス
タ、１２ａ・・・トランスダクタ、１３・・・整流ダイ
オード、１４・・・フライホイールダイオード、１５・
・・チョークコイル、１６・・・調整器、１７・・・コ
ンデンサ、１８・・・分圧器、１９・・・クロック発生
器、２０・・・パルス幅変調器、２１・・・調整器、Ｕ
ｌ・・・入力電圧、Ｕｌ１．Ｕｌ２．Ｕ２２ａ、Ｕｌ３
゜Ｕ２３ａ・・・出力電圧。　　　　　　　　　□ＦＩ
Ｇ　１ ＦＩＧ　　２

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、シングルエンド形遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータであ
   つて、 １次側回路においてトランスの１次側巻線 （３ａ）を電子スイッチを介して直流電圧源に接続し、 ２次側回路において２次側巻線（３ｂ）を整流器（４）
   を介して電気エネルギ蓄積コンデンサ（５）と接続し、 前記電気エネルギ蓄積コンデンサ（５）の両端をそれぞ
   れ、第１の給電出力側端子対のそれぞれの端子に接続し
   、 調整器（８）に、前記電子スイッチを制御するパルス幅
   変調器（７）を接続した、 シングルエンド形遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
   、 前記トランス（３）の別の１つの２次側巻線（３ｄ）に
   接続されている、別の少なくとも１つの２次側回路が、
   前記２次側回路の出力電圧に比して小さい電圧を発生し
   、 前記別の少なくとも１つの２次側回路をそれぞれ、１つ
   の直列分岐に整流器ダイオード （１３）と、調整器により制御することのできるスイッ
   チ（１２）とを設けまた１つの並列分岐にフライホイー
   ルダイオード（１４）を設けて、前記２つのダイオード
   （１３、 １４）の極性を、前記２つのダイオード（１３、１４）
   の出力側が１つの共通の端子と接続されるように決め、 前記フライホイールダイオード（１４）に ＬＣ素子（１５、１７）を接続し、 前記ＬＣ素子（１５、１７）のコンデンサ （１７）の両端をそれぞれ、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
   の別の１つの出力端子対のそれぞれの端子と接続するこ
   とを特徴とする シングルエンド形遮断型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ２、制御可能なスイッチ（１２）をトランスダクタとし
   て構成したことを特徴とする請求項１に記載のシングル
   エンド形遮断型ＤＣ− ＤＣコンバータ。 ３、別の２次側巻線（３ｄａ、３ｅａ）の極性をそれぞ
   れ、別の出力回路が遮断型ＤＣ− ＤＣコンバータの１次側回路と共に、導通型ＤＣ−ＤＣ
   コンバータ回路を構成するように決めたことを特徴とす
   る請求項１または２に記載のシングルエンド形遮断型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータ。