JPS6326112A - トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 - Google Patents
トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置Info
- Publication number
- JPS6326112A JPS6326112A JP61170063A JP17006386A JPS6326112A JP S6326112 A JPS6326112 A JP S6326112A JP 61170063 A JP61170063 A JP 61170063A JP 17006386 A JP17006386 A JP 17006386A JP S6326112 A JPS6326112 A JP S6326112A
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- JP
- Japan
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- band
- fourier transform
- frequency
- filter
- inverse fourier
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、任意の周波数特性を実現するトランスバーサ
ルフィルター（以下、ＦＩＲフィルター）係数演算装置
に関するものである。
ルフィルター（以下、ＦＩＲフィルター）係数演算装置
に関するものである。
従来の技術
Ｆ工Ｒフィルターを用いる装置の代表として音質調整装
置がある。これによシ実現する希望周波数特性は、普通
、振幅周波数特性（パワースペクトラム）によって示さ
れ、これは位相情報を含むものではない。したがってこ
れをそのまま逆フーリエ変換して時間関数であるＦＩＲ
係数を求めることはできない。従来、パワースペクトラ
ムより位相情報を求める方法としてヒルベルト変換を利
用した手法が考え出され、実用上問題なく希望周波数特
性全実現するＦＩＲ係数が求められている（例えば、参
考文献１：音響学会、電気音響研究会 １９８５年 Ｅ
ムＢｔｓ−４４）。
置がある。これによシ実現する希望周波数特性は、普通
、振幅周波数特性（パワースペクトラム）によって示さ
れ、これは位相情報を含むものではない。したがってこ
れをそのまま逆フーリエ変換して時間関数であるＦＩＲ
係数を求めることはできない。従来、パワースペクトラ
ムより位相情報を求める方法としてヒルベルト変換を利
用した手法が考え出され、実用上問題なく希望周波数特
性全実現するＦＩＲ係数が求められている（例えば、参
考文献１：音響学会、電気音響研究会 １９８５年 Ｅ
ムＢｔｓ−４４）。
以下この方法について図面を用いて簡単に説明するＯ
ヒルベルト変換は、与えられた実関数あるいは虚関数を
複素関数に変換する手法である（参考文献２：ディジタ
ル信号処理の基礎 前田渡 オーム社）。参考文献１に
示される手法は希望する周波数特性、つまり第３図（２
Ｌ）において、実線で示す振幅周波数特性を実関数とし
て仮定し、これより複素関数を求める。これを第３図（
′ｂ）に実関数を実線で、虚関数全破線で示す。求まっ
た複素関数から振幅周波数特性を求めると、希望する振
幅周波数特性からはずれたものになっている。第３図（
Ｃ）にヒルベルト変換後の周波数特性を実線で、希望周
波数特性を破線で示す。そこでその差が小さくなるよう
に希望周波数特性を各周波数についてその差分の一定比
率だけ増減させ、再度ヒルベルト変換するものであり、
この逐次比較を数回繰り返すことにより、実用上問題の
ない程度に希望周波数特性を実現する複素関数が求まる
ものであυ、これを逆フーリエ変換することによりＦＩ
Ｒ係数が求まる。
複素関数に変換する手法である（参考文献２：ディジタ
ル信号処理の基礎 前田渡 オーム社）。参考文献１に
示される手法は希望する周波数特性、つまり第３図（２
Ｌ）において、実線で示す振幅周波数特性を実関数とし
て仮定し、これより複素関数を求める。これを第３図（
′ｂ）に実関数を実線で、虚関数全破線で示す。求まっ
た複素関数から振幅周波数特性を求めると、希望する振
幅周波数特性からはずれたものになっている。第３図（
Ｃ）にヒルベルト変換後の周波数特性を実線で、希望周
波数特性を破線で示す。そこでその差が小さくなるよう
に希望周波数特性を各周波数についてその差分の一定比
率だけ増減させ、再度ヒルベルト変換するものであり、
この逐次比較を数回繰り返すことにより、実用上問題の
ない程度に希望周波数特性を実現する複素関数が求まる
ものであυ、これを逆フーリエ変換することによりＦＩ
Ｒ係数が求まる。
発明が解決しようとする問題点
参考文献１．２によるとヒルベルト変換を離散的系で論
じたとき、その変換式は（１） 、 （２）式で示され
る。
じたとき、その変換式は（１） 、 （２）式で示され
る。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）（１
） 、 （２）式においてＨ（ｋ）は求める複素関数、
Ｐ（ｍ）は実関数、ＩＪＨ（ｋ−ｍ）は（２）式で示さ
れる。ヒルベルト変換全行う手段において（２）式で示
される値はあらかじめ求められデータテーブルとして設
定する事が可能である。（１）式においてのＰ（ｍ）は
変化するため（１）式を実現するには積和演算手段が必
要であり、Ｎ点のヒルベルト変換を行うにはＮ２回の積
和演算が最低必要である。Ｎ２回の積和演算がヒルベル
ト変換の変換時間と変換演算装置の規模を決定する事に
なる。周波数帯域と周波数分解能が決まるとヒルベルト
変換演算時間と装置規模がおのずと決まりこれを短縮出
来ないという問題点があった。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）（１
） 、 （２）式においてＨ（ｋ）は求める複素関数、
Ｐ（ｍ）は実関数、ＩＪＨ（ｋ−ｍ）は（２）式で示さ
れる。ヒルベルト変換全行う手段において（２）式で示
される値はあらかじめ求められデータテーブルとして設
定する事が可能である。（１）式においてのＰ（ｍ）は
変化するため（１）式を実現するには積和演算手段が必
要であり、Ｎ点のヒルベルト変換を行うにはＮ２回の積
和演算が最低必要である。Ｎ２回の積和演算がヒルベル
ト変換の変換時間と変換演算装置の規模を決定する事に
なる。周波数帯域と周波数分解能が決まるとヒルベルト
変換演算時間と装置規模がおのずと決まりこれを短縮出
来ないという問題点があった。
本発明は上記問題点に鑑み発明されたものであり、ヒル
ベルト変換に要する積和演算の回数が少く演算時間が短
縮され、さらに装置規模が小さいトランスバーサルフィ
ルター係数演算装置を提求することを目的としている。
ベルト変換に要する積和演算の回数が少く演算時間が短
縮され、さらに装置規模が小さいトランスバーサルフィ
ルター係数演算装置を提求することを目的としている。
問題点全解決するための手段
本発明は希望周波数特性全複数の帯域に分割し、分割さ
れた帯域の特性全あられすことのできる標本化周波数及
び周波数分解能で各帯域の特性を離散的にあられし、さ
らに、これらそれぞれの帯域についてヒルベルト変換、
逆フーリエ変換を行いＦＩＲ係数をもとめるものである
。
れた帯域の特性全あられすことのできる標本化周波数及
び周波数分解能で各帯域の特性を離散的にあられし、さ
らに、これらそれぞれの帯域についてヒルベルト変換、
逆フーリエ変換を行いＦＩＲ係数をもとめるものである
。
作用
本発明は上記した槽底により、特性を表すデータ点数を
過剰に必要とせず、各帯域毎のＦ工Ｒ係数が求まるもの
である。
過剰に必要とせず、各帯域毎のＦ工Ｒ係数が求まるもの
である。
実施例
以下本発明の実施例について図面を８照しながら説明す
る。
る。
第１図は本発明のＦＩＲ係数演算装置の第１の実施例を
示すブロック図である。第１図において、１はＦＩＲフ
ィルターで実現しようとする希望周波数特性入力手段Ｃ
以下入力手段という）であり、２は入力された特性を複
数の帯域に分割するとともに分割された帯域の特性をよ
り少ない点で表すために入力手段１で入力された点を間
引く帯域分割・標本的間引き手段である。尚、第４図（
２Ｌ）の希望周波数特性は離散的に曲線上の点で示され
、その周波数間隔は希望する周波数特性の低音域の周波
数分解能により決められる。第４図（ｂ）、（Ｃ）、（
ｄ）は第１図の帯域分割・標本的間引き手段２によって
分割された３つの帯域である。第４図において横軸であ
る周波数軸に示される’Ｎ１＋ ｆＮ２ ＋ ’Ｎは分
割された帯域の最大周波数であり、ディジタル信号理論
ではナイキスト周波数と呼ばれるものであり標本化周波
数の１／２である。
示すブロック図である。第１図において、１はＦＩＲフ
ィルターで実現しようとする希望周波数特性入力手段Ｃ
以下入力手段という）であり、２は入力された特性を複
数の帯域に分割するとともに分割された帯域の特性をよ
り少ない点で表すために入力手段１で入力された点を間
引く帯域分割・標本的間引き手段である。尚、第４図（
２Ｌ）の希望周波数特性は離散的に曲線上の点で示され
、その周波数間隔は希望する周波数特性の低音域の周波
数分解能により決められる。第４図（ｂ）、（Ｃ）、（
ｄ）は第１図の帯域分割・標本的間引き手段２によって
分割された３つの帯域である。第４図において横軸であ
る周波数軸に示される’Ｎ１＋ ｆＮ２ ＋ ’Ｎは分
割された帯域の最大周波数であり、ディジタル信号理論
ではナイキスト周波数と呼ばれるものであり標本化周波
数の１／２である。
第１図において３は、第４図（ｂ、 （０） 、 （ｄ
）をそれぞれヒルベルト変換するヒルベルト変換手段で
あり、４はヒルベルト変換後の特性が希望する特性に問
題のない程度に一致しているかどうかを判定し、あって
いない時には補正を加え再度ヒルベルト変換手段３に入
力するｆ特評価補正手段であり、参考文献１に準する。
）をそれぞれヒルベルト変換するヒルベルト変換手段で
あり、４はヒルベルト変換後の特性が希望する特性に問
題のない程度に一致しているかどうかを判定し、あって
いない時には補正を加え再度ヒルベルト変換手段３に入
力するｆ特評価補正手段であり、参考文献１に準する。
尚、ブロックＡ〜Ｇは同一の機能を実現するブロックで
ある。
ある。
５は希望周波数特性を実現するＦＩＲ係数を求めるため
にｆ特評価補正手段３により求められた実関数及び虚関
数全もちいて逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段で
ある。６は標本点補間手段であり、７０１．７０２．７
０３は各帯域のみの信号を通すフィルターである。第５
図（２Ｌ）に標本点補間の一例を示している。逆フーリ
エ変換により求められた時間軸上の値（九点）の間にゼ
ロ値ｔＸで示される時間に挿入する。これを各通過フィ
ルターに通すことにより（ｂ）に示される時間軸波形が
得られ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。
にｆ特評価補正手段３により求められた実関数及び虚関
数全もちいて逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段で
ある。６は標本点補間手段であり、７０１．７０２．７
０３は各帯域のみの信号を通すフィルターである。第５
図（２Ｌ）に標本点補間の一例を示している。逆フーリ
エ変換により求められた時間軸上の値（九点）の間にゼ
ロ値ｔＸで示される時間に挿入する。これを各通過フィ
ルターに通すことにより（ｂ）に示される時間軸波形が
得られ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。
第６図には各帯域通過フィルターの特性を示す。
８は各帯域毎に求められたＦＩＲ係数を足し合わせるＦ
ＩＲ係数加算手段である。第７図（２Ｌ） ｌ （ｂ）
。
ＩＲ係数加算手段である。第７図（２Ｌ） ｌ （ｂ）
。
（Ｃ）は各帯域の通過フィルター７０１．７０２ 。
７０３に標本化周波数変換された時間、波形を通すこと
により求められた各帯域の希望周波数特性を実現するＦ
ＩＲ係数であり、これらを全て足し合わせることにより
全帯域の希望周波数特性を実現するＦＩＲ係数が求まる
。
により求められた各帯域の希望周波数特性を実現するＦ
ＩＲ係数であり、これらを全て足し合わせることにより
全帯域の希望周波数特性を実現するＦＩＲ係数が求まる
。
９はＦＩＲ係数１ＦＩＲフィルターに転送するＦＩＲ係
数転送手段である。
数転送手段である。
本実施例を用いるＦＩＲフィルターの一例を第８図に示
す。第８図において、１０はディジタル信号入力手段、
１１はＦＩＲフィルターを実現するだめの入力信号の記
憶及び遅延を行うディジタル信号記憶遅延手段、１２は
本実施例より転送されるＦＩＲ係数保持手段、１２１は
ＦＩＲ係数保持手段１２への係数転送線、１３は乗算手
段１３１と加算手段１３２とを含んだ積和手段、１４は
ＦＩＲフィルター処理されたディジタル信号全出力する
ディジタル信号出力手段である。
す。第８図において、１０はディジタル信号入力手段、
１１はＦＩＲフィルターを実現するだめの入力信号の記
憶及び遅延を行うディジタル信号記憶遅延手段、１２は
本実施例より転送されるＦＩＲ係数保持手段、１２１は
ＦＩＲ係数保持手段１２への係数転送線、１３は乗算手
段１３１と加算手段１３２とを含んだ積和手段、１４は
ＦＩＲフィルター処理されたディジタル信号全出力する
ディジタル信号出力手段である。
第２図は本発明の第２の実施例を示すもので、第１図と
同一部には同一番号を付している。本実施例の特徴は各
帯域のＦＩＲ係数を求めこれｉＦ工Ｒフィルターに直接
転送する事にある。
同一部には同一番号を付している。本実施例の特徴は各
帯域のＦＩＲ係数を求めこれｉＦ工Ｒフィルターに直接
転送する事にある。
第２の実施例を用いるＦＩＲフィルターの一例を第９図
にしめす。このフィルターの特徴は、１゜に入力された
ディジタル信号を各帯域の通過フィルター１５１，１５
２，１５３に通した後、各帯域の上限がナイキスト周波
数になる標本化周波数になるように標本点の間引き１６
１，１６２’ｉｚ行い、それぞれの流れの中で第８図に
示したのと同様の積和処理が行われる。ここでＦＩＲ係
数保持手段１２には各帯域に対応したＦ工Ｒ係数が第２
の実施例の転送手段９より送られてくる。さらに、第１
の実施例で示したのと同様の標本点補間手段１７１．１
７２、及び各帯域通過フィルター１５１゜１５２．１５
３ｉ経たのち、ディジタル信号加算手段１８でディジタ
ル信号の加算処理されたのちにディジタル信号出力手段
１４から出力される。
にしめす。このフィルターの特徴は、１゜に入力された
ディジタル信号を各帯域の通過フィルター１５１，１５
２，１５３に通した後、各帯域の上限がナイキスト周波
数になる標本化周波数になるように標本点の間引き１６
１，１６２’ｉｚ行い、それぞれの流れの中で第８図に
示したのと同様の積和処理が行われる。ここでＦＩＲ係
数保持手段１２には各帯域に対応したＦ工Ｒ係数が第２
の実施例の転送手段９より送られてくる。さらに、第１
の実施例で示したのと同様の標本点補間手段１７１．１
７２、及び各帯域通過フィルター１５１゜１５２．１５
３ｉ経たのち、ディジタル信号加算手段１８でディジタ
ル信号の加算処理されたのちにディジタル信号出力手段
１４から出力される。
発明の効果
以上述べてきたように、本発明によれば各帯域の特性を
表すのに過剰なデータ数を必費としないため、（１）
、 （２）式に示した積和演算処理全短時間に小さな規
模でおこなえるものであり、実用的に非常に有用である
。
表すのに過剰なデータ数を必費としないため、（１）
、 （２）式に示した積和演算処理全短時間に小さな規
模でおこなえるものであり、実用的に非常に有用である
。
第１図は本発明の第１の実施例におけるＦＩＲ係数演算
装置を示すブロック図、第２図は本発明の第２の実施例
のＦＩＲ係数演算装置を示すブロック図、第３図は振幅
周波数特性からヒルベルト変換により複素周波数特性全
求める概念特性図、第４図は本発明である入力された希
望周波数特性全複数の帯域に分割し特性を表す点数を少
なくすることを示した概念特性図、第５図はゼロ点挿入
と帯域フィルターによる標本化周波数変換を示す特性図
、第６図は第１図のフィルターの周波数特性図、第７図
は第１図のフィルターの出力とこれ・ら全足し合わせた
特性を示す特性図、第８図は第１の実施例を用いるＦＩ
Ｒフィルターの構成例を示すブロック図、第９図は第２
の実施例を用いるＦＩＲフィルターの構成例を示すブロ
ック図である。 １・・・・・・希望周波数特性入力手段、２・・・・・
・帯域分割・標本点間引き手段、３・・・・・・ヒルベ
ルト変換手段、４・・・・・・ｆ特評価補正手段、５・
・・・・・逆フーリエ変換手段、６・・・・・・標本点
補間手段、７０１・・・・・・低域通過フィルター、７
０２・・・・・・帯域通過フィルター、７０３・・・・
・・高域通過フィルター、８・・・・・・ＦＩＲ係数加
算手段、９・・・・・・ＦＩＲ係数転送手段。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 ／／−２綽占ｑ豫１周沢叶匪（α） ／？−／ノきり（１６嵜更としてとりレノしト発視しに
授の大関衣 ／３−崖関取 第５図 第６図 第７図 第８図
装置を示すブロック図、第２図は本発明の第２の実施例
のＦＩＲ係数演算装置を示すブロック図、第３図は振幅
周波数特性からヒルベルト変換により複素周波数特性全
求める概念特性図、第４図は本発明である入力された希
望周波数特性全複数の帯域に分割し特性を表す点数を少
なくすることを示した概念特性図、第５図はゼロ点挿入
と帯域フィルターによる標本化周波数変換を示す特性図
、第６図は第１図のフィルターの周波数特性図、第７図
は第１図のフィルターの出力とこれ・ら全足し合わせた
特性を示す特性図、第８図は第１の実施例を用いるＦＩ
Ｒフィルターの構成例を示すブロック図、第９図は第２
の実施例を用いるＦＩＲフィルターの構成例を示すブロ
ック図である。 １・・・・・・希望周波数特性入力手段、２・・・・・
・帯域分割・標本点間引き手段、３・・・・・・ヒルベ
ルト変換手段、４・・・・・・ｆ特評価補正手段、５・
・・・・・逆フーリエ変換手段、６・・・・・・標本点
補間手段、７０１・・・・・・低域通過フィルター、７
０２・・・・・・帯域通過フィルター、７０３・・・・
・・高域通過フィルター、８・・・・・・ＦＩＲ係数加
算手段、９・・・・・・ＦＩＲ係数転送手段。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 第３図 ／／−２綽占ｑ豫１周沢叶匪（α） ／？−／ノきり（１６嵜更としてとりレノしト発視しに
授の大関衣 ／３−崖関取 第５図 第６図 第７図 第８図
Claims (2)
- （１）振幅周波数特性の入力手段と、入力された振幅周
波数特性を複数の帯域に分割し、分割された帯域の特性
をあらわすことのできる標本化周波数及び周波数分解能
で各帯域の特性を離散的にあらわす帯域分割標本点間引
き手段と、分割された帯域についてそれぞれ、ヒルベル
ト変換を行う手段と、ヒルベルト変換された周波数特性
を評価して補正する手段と、補正された特性に逆フーリ
エ変換を行う逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変
換手段を介して得られたフィルター係数を転送する転送
手段とを備えたトランスバーサルフィルター係数演算装
置。 - （２）各帯域において逆フーリエ変換手段で逆フーリエ
変換されて求められたフィルター係数の標本化周波数を
全て同じにする標本化周波数変換手段と、前記各標本化
周波数変換手段の出力からそれぞれ所定帯域の信号のみ
を出力する複数の帯域通過フィルター手段と、各帯域で
求ったフィルター係数を加算する手段と、加算されたフ
ィルター係数を転送する手段とを備えてなる特許請求の
範囲第（１）項記載のトランスバーサルフィルター係数
演算装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17006386A JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
| KR1019880003042A KR910007021B1 (ko) | 1986-07-18 | 1988-03-22 | 필터계수 연산장치 및 필터계수의 연산설정방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17006386A JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326112A true JPS6326112A (ja) | 1988-02-03 |
| JPH0728202B2 JPH0728202B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=15897942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17006386A Expired - Lifetime JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728202B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5010299A (en) * | 1989-03-17 | 1991-04-23 | Nikkoshi Co., Ltd. | Method for measuring stress on steel by determining the reverse magnetic permeability under a magnetic bias field |
| US5546096A (en) * | 1989-09-13 | 1996-08-13 | Beam Company Limited | Traveling-wave feeder type coaxial slot antenna |
-
1986
- 1986-07-18 JP JP17006386A patent/JPH0728202B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5010299A (en) * | 1989-03-17 | 1991-04-23 | Nikkoshi Co., Ltd. | Method for measuring stress on steel by determining the reverse magnetic permeability under a magnetic bias field |
| US5546096A (en) * | 1989-09-13 | 1996-08-13 | Beam Company Limited | Traveling-wave feeder type coaxial slot antenna |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0728202B2 (ja) | 1995-03-29 |
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