JPS63283323A - ディジタル信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル信号伝送方式に係り、特にアナログ
信号をディジタル変調して得たにビットディジタル信号
から差分信号を得て、その中のｍビット（ｍ＜ｋ）を選
択して送信し、これを受信するディジタル信号伝送方式
に関する。

電話回線等を使った有線伝送システム、半導体メモリ等
を使った音声＆楽録再システム、パルス符号変調信号（
ＰＣＭ信号）を使った移動通信システムなどのディジタ
ル信号伝送系においては、長距離伝送に対する経済性、
伝送帯域のｔ、ＩＩ限などを考慮して、ディジタル信号
を帯域圧縮符号化して伝送することが行なわれる。

この帯域圧縮符号化方式では、最適な予測を行なうと共
に、回路規模が小さく、できるだけ少ないビット数で高
品質なディジタル信号伝送を行なうことが重要となる。

（従来の技術〕 帯域圧縮符号化方式の一例として、従来より予測符号化
方式が知られている。このものは、過去の符号化サンプ
ル値から次の符号化サンプル値を予測し、その予測値と
実際の符号化サンプル値との差（差分信号）を符号化し
て伝送するものである。例えばＡＤＰＣＭ伝送方式の例
として、Ｌ。

Ｈ，ＲＯ８ＥＮＴＨＡＬ他：“Ａ　ｎ　Ａ　１ｇｏｒｉ
ｔｈｍｆｏｒ　　ｌ−ｏｃａｔｉｎｇ　ｔｈｅ　Ｂｅｇ
ｉｎｎｉｎｇ　ａｎｄ　　［：ｎｄ　ｏｆａｎ　　ＬＪ
ｔｔｅｒａｎｃｅ　　ＵｓｉｎｇＡＤＰＣＭ　　Ｃｏｄ
ｅｄＳｐｅｅｃｈ”、　Ｂｅ１ｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｅ
ｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ、　Ｖｏｌ、　５３．　
Ｎｎ６．　Ｊｕｌｙ　−Ａｕｇｕｓｔ１９７４、その他
が知られている。

また、本発明者は先に特公昭６０−５３９７１号公報（
特願昭５５−７１６６０号）にて、ディジタル信号の伝
送ビットを過去の値に基づく予測により適宜可変するに
際し、原アナ０グ信号の高周波数及び大振幅検出のゲー
トを備えて信号の伝送ビットの小数点を固定することに
より、予測信号の予？ｌｌｌ値の誤差の少ないディジタ
ル信号の圧縮伝送、伸長受信を行なうようにしたディジ
タル信号伝送方式を提案した。

この提案方式によれば、予測信号の予測値が実際のディ
ジタル信号のアナログ換算レベルと大きくずれる場合が
ある絶対値回路の入力ディジタル信号のアナログ換算信
号が高周波数で大振幅のときには、ビット選択回路に対
して予測信号に基づかず差分回路手段の出力に基づいて
ビット選択を行なうようにしているので、上記予測値の
ずれを低減でき、よって最適なビット選択をすることが
でき、また伝送ビット数より大きい段数のｍ子化ができ
、圧縮伝送ビットを大きく越えた信号性能（２倍）が維
持でき、ビット選択は予測信号又は差分回路手段の出力
に基づいて行なっているから、ビット数圧縮伸長識別用
の制御信号を別途伝送する必要がなく伝送ビット数を有
効に利用できる等の特長を有する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、上記の各ディジタル信号伝送方式のうち、前者
のＡＤＰＣＭ伝送方式では、信号の統計的性質（例えば
単純マルコフ過程など）を利用してトータル的な信号波
形から予測信号を生成しており、通常の音声信号の場合
は統計的性質に良く従うので所要の効果を得ることがで
きるが、音楽信号の如く急激なレベル変化を伴うような
信号部分が非周期的に現われるような信号に対しては、
上記の統計的性質を殆ど有さないので、所要の効果を殆
ど明侍できなかった。

また、後者のディジタル信号伝送方式では、絶対値回路
の入力ディジタル信号を保持するレジスタ及びレジスタ
の出力信号を遅延する遅延器の各出力信号の最大値と最
小値とを夫々検出して両者の差分をとる差分回路手段の
出力のアナログｌ！Ｉｆ３レベルが所定値より小のとき
には、利得制御器の出力信号と絶対値回路の出力信号と
を夫々加算器により加算して得た予測信号と、現時刻の
基準レベルとの大小比較をし、その比較結果に基づいて
ビット選択回路によるビット選択部分と上記レジスタ及
び遅延器の出力を所定方向ヘシフトすると共に、上記基
準レベルを一定アナログ換算レベルだけ変更するように
しているので、回路が大規模となり、また上記の場合は
その都度レンジを動かしているので、制御が複雑である
という問題点があった。

本発明は上記の点に鑑みて０１作されたもので、小規模
な回路により少ないビット数で情報を伝送でさるディジ
タル信号伝送方式を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明のディジタル信号伝送方式は、ｋビットの差分信
号からｍ（ただし、ｍ＜ｋ）ビットを選択して伝送路へ
送出する適応量子化器と、第１の適応逆量子化器と第１
の予測信号生成回路と第１の制御信号発生手段と信号生
成手段とより送信系を構成し、伝送路を経たｍビットの
信号を供給される第２の適応逆量子化器及び第２の予′
１Ｘ１４信号生成回路と、それらに夫々制御信号を供給
する第２の制御信号発生手段と、積分回路及びディジタ
ル低域フィルタとより受信系を構成する。

上記第１の適応逆量子化器は適応的な逆量子化を行なっ
て差分信号と等価なにビットの信号を出力する。上記第
１の予測信号生成回路は適応量子化器の出力信号から予
測信号を生成し、また上記１の制御信号発生手段よりの
制御信号により予測信号のアナログ換算レベルを可変さ
れる。

第１の制御信号発生手段は予め一定レベル範囲に設定さ
れた基準信号と予測信号のアナログ換算レベルとを夫々
大小比較し、その比較結果に応じて制御信号を夫々発生
する。また上記信号生成手段は入力ディジタル信号と差
分器において減韓される、１標本前のディジタル信号を
生成する手段で、加算器及び遅延器よりなる。更に、第
２の適応逆量子化器及び第２の予測信号生成回路は、前
記第１の適応逆量子化器及び第１の予測信号生成回路と
同様の構成とされている。

〔作用〕

入力にビットディジタル信号は差分信号に変換された後
、適応Ｒ子他罪に供給され、ここで第１の予測信号生成
回路の出力予測信号と基準信号との大小比較の結果に応
じて、そのステップサイズ（最小量子化幅）が適応的に
変更され、かつ、ｍビットのディジタル信号とされて伝
送路へ送出されると共に、第１の適応逆量子化器、第１
の予測信号生成回路に夫々供給される。

伝送路を経て入来した、適応量子化器よりのｍビット出
力信号は、第２の適応逆量子化器及び第２の予測信号生
成回路に夫々供給される。第２の予測信号生成回路の出
力予測信号から第２のｔｉ＋＋＠信＠発生手段により生
成した制御信号により、上記の第２の適応逆量子化器よ
り適応的に逆Ｂ量子化を行なって得たにビットのディジ
タル信号が取り出され、更に積分回路を通してもとのに
ビットのディジタル信号が得られる。このにビットのデ
ィジタル信号はディシル低域フィルタにより不要周波数
成分を除去される。

〔実施例〕

第１図は本発明方式の送信系の一実施例のブロック系統
図を示す。同図中、入力端子１に入来したｍ予信ビット
数にビット（−例として、ｋ＝１６）の、時刻ｎＴ（た
だし、−「は棟木化時間）における入力ディジタル信号
Ｘ。は差分器２に供給され、ここぐ後述する遅延器１０
よりの１標本化時間前のディジタル信号ｙ。−１との差
分をとられ、例えば次式で表わされるにビットの差分信
号ｄｏに変換される。

ｄ　　＝ｘ　　−ｙｏ、　　　　　　　　　　　　（１
）ｎ この差分信号ｄ。は適応量子化Ｓ３に供給され、ここで
後述の制御信号Ｃ５に基づいて適応的に最小量子化幅（
ステップサイズ）が変更される量子化が行なわれ、更に
ｍビット（−例として、ｍ＝４）が選択されてディジタ
ル信号ｐ。とじて伝送路（図示せず）へ送出される一方
、予測信号生成回路４及び適応逆量子化器８に夫々供給
される。

ここで、ｍビットのディジタル（Ｍ　ａ　ｐｎはｐｏ＝
Ｑ　（ｄｏ）　　　　　　　　　　　　■で表わされる
。

予測信号生成回路４は第２図に示す如き微分による信号
予測に基づく予測信号を生成する回路か、又は第３図に
示す如き確率的手法による信号処理により予測信号を生
成する回路構成とされている。

第２図に示す予測信号生成回路４において、入力端子１
２に入来した上記ディジタル信号ｐ。は絶対値回路１３
により絶対値をとられ【から乗算器１４及び遅延器１５
に夫々供給される。乗紳器１４は入力絶対値を２倍し、
その乗筒結宋を減粋器１７に供給する。また、遅延器１
５は絶対値信号を１標本化時間遅延すると共に、比較器
５より端子１６を介して入来する制御信号Ｃ１に基づい
て、絶対値信号を適応的にビットシフトをするか、又は
ビットシフトをせずに取り出して減ｆｉ器１７に供給す
る。ビットシフトはステップサイズ変更時に抽出するビ
ットの位冒を揃えるためである。

このようにして、減篩器１７からは Ｑ　　＝２　Ｄ　ｎ　　Ｄ　ｎ−１ｘα　　　　　　　
ａなる式で表わせる予測信号ｑ。が取り出される。

なお、この予測信号ｑ。の値は正だけである（例えば’
１１１０”はｒ１４Ｊ）。またαは２１である（ただし
、ｉは０又は整数）。

一方、第３図に示した構成の予測信号生成回路の場合は
、リード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）１９に、予め確率
的に信号処理をして得た予測信号の値がテーブルとして
記憶されている。このＲＯＭ１９は絶対値回路１３の出
力絶対値信号とｄ板蓋１５の出力信号とを夫々アドレス
信号として供給され、その値に応じて出力端子２０へ（
３）式で表わされるような予測信号ｑ。を出力する。

なお、ＲＯＭ１９の代りにディジタルフィルタを用いる
ようにしてもよい。また、遅延器１５は複数あってもよ
い。

再び第１図に戻って説明するに、上記のようにして生成
された予測信号ｑ。は比較器５に供給され、ここで基準
信号発生回路６よりのｍビットの基準信号とアナログ換
粋レベルの大小比較が行なねれる。この基準信号は常に
一定レベル範囲を示す信号で、例えば最大値が“０１１
１”、最小値が”’ｏｏｏｏ”のレベル範囲内の信号で
ある。

比較器５は予測信号ｑ。が上記基準信号のレベル範囲内
にあるときは適応Ｒ子他罪３のステップサイズを変更せ
ず、他方、予測信号ｑ。が基準信号の最大値より大きい
ときはそれに応じて上記ステップサイズを大ぎくし、基
準信号の最小値より小さいときはそれに応じて上記ステ
ップサイズを小さくする制御信＠Ｃｎを発生出力する。

このことにつき更に具体的に説明するに、時刻（ｎ−４
）Ｔと（ｎ−３）Ｔにｊ５ける前記伝送ディジタル信号
ｐ　　、ｐｎ−３の各位を“０１１０”、“００１０”
とすると、時刻（ｎ−３）Ｔにお【ノる予測信号ｑ。−
３は（３）式よりわかるように、α−１であり、 ｑ　　　＝２°ｐｎ−３’ｎ−４ で表わされ、２・ｐ　　はｐ　　　（＝“”００１０”
ｎ−３ｎ−１ ）を左へ１ビツトシフトした値“０１００　”となるか
ら、上式の値は負となる。従って、この′Ｙ−測信号ｑ
。−３が負であるから、ステップサイズが１ビツト分小
（すなわち、１／２倍）に変更される。

これにより、上記のディジタル信号ｐ。−４゜ｐｎ−３
の各４ビツトは差分信号ｄ　　　、ｄｏ、の最上位ビッ
ト（ＭＳＢ）をＭＳＢとし、ｄｎ−４’ｄｎ−３の最上
位ビットから３．４及び５番目の各ビット（第４．第５
．第６ビツト）を２．３及び４ビツト目の値であるもの
とすると、上記ステップサイズが１／２に変更になるこ
とにより、次の時刻（ｎ　−２）、Ｔのディジタル信号
ｐ。−２が差分信号ｄｎ−２の第１ビツト（ＭＳＢ）、
第５．第６及び第７ビツトの各位からなる４ビツトの信
号に変換される。

一例として、このディジタル信号ｐ。−２の値を”　Ｏ
Ｏ１１”とすると、上記ステップサイズの変更に伴って
（３）式中のαは「２」となるから、予測信号ｑ。−２
は （１ｏ−２＝２・ｐｎ−２−（ｐｏ−３）・２＝０１１
０−０１００＝ＯＯ１０ となり、基準信号の最大値“０１１１”と最小値“ＯＯ
Ｏ○パの範囲内となる。従って、次の時刻（ｎ−１）Ｔ
ではステップサイズの変更は行なわれない（従ってα＝
１）。

次の時刻（ｎ−１）Ｔではディジタル信号ｐｎ−１がｐ
ｎ−２と同様に、差分信号ｄｎ−１のＭＳＢ１第５．第
６及び第７ビツトの各位からなる４゜ビットの信号とな
り、その値を“０１１１”とすると、予測信号ｑ。−１
は ｑ　　　＝２・ｐｎ−１’ｎ−２ −１　１　１０−００１　１　＞０１　１　１となり、
基準信号の最大値より大となるから、次の時刻ｎＴでは
ステップサイズが２倍に変更になる（これにより、次の
時刻ｎＴの予測信号ｑ、を示す（３）式中のαはＭ／２
Ｊとなる〉。

以下、上記と同様の動作が繰り返される。上記ディジタ
ル信号ｐ。−４〜ｐ、と差分信号ｄ。−４〜ｄｏの各位
の変化をまとめると、次に示１゛ようになる。

なお、上記表中、ｄｎ−４〜ｄｏの枠で囲んだビット部
分がディジタル信号ｐ。−４〜ｐｏとなる。

このようにして、適応吊子化器３は適応的な量子化を行
なってディジタル信号ｐｎを送出する。

このディジタル信号ｐ。はまた適応逆量子化器８に供給
され、ここでインバーターを通した制御信号で。により
、適応的に逆量子化が行なわれ、もとの差分信号ｄ。と
等価なにビット（＝１６ビツト）の信号ｄ。に変換され
る。ここで、ｄ　　＝Ｑ−’　　（ｐｏ）　　　　　　
　　　　　（４）で表わされる。

次にディジタル信ｇｄ。は加算器９を通して遅延器１０
に供給され、ここで１標本化時間遅延された後加算器９
に供給される。この加ｎ器９の出力ディジタル信号をｙ
。とすると、遅延器１０の出力ディジタル信号はｙ。−
１となり、差分器２に供給される。

このようにして、第１図に示す送信系においては、差分
信号ｄ。が例えば第４図に工で示す如く、そのアナログ
換募レベルが変化した場合、適応量子化器３より同図に
■で示す如くステップサイズがΔ　〜Δ３のいずれかに
可変されて量子化されま たディジタル信号ｐ。が取り出される。なお、第４図中
、矢印はステップサイズの変化時点を示す。

次に本発明の受信系の一実施例について第５図のブロッ
ク系統図とバに説明する。第５図において、上記のディ
ジタル信号ｐ。は伝送路を経て適応逆量子化器２１及び
予測信号生成回路２２に夫々供給される。予測信号生成
回路２２．基準信号発生回路２３及び比較器２４は予測
信号生成回路４、基準信号発生回路６及び比較器５と同
様の描成とされており、これらにより生成された制御信
＠ｃｏにより適応逆量子化器２１がディジタル信号ｐ。

に対して適応的に逆量子化を行ない、ｋビットのディジ
タル信号ｐ。を出力する。

このディジタル信号ｐ。は加算器２５及び遅延器２６よ
りなる積分器により積分されて、もとのタル低域フィル
タ２７を通して出力端子２８へ出力される。

なお、ステップサイズΔ　の変更は、基準信号の最大値
をｍａ、ｘ、最小値をｍｉｎとすると、予測信ＱＱ。に
対して■ｍａｘ＜ｑｏのとき４Δ。。

■ｍａｘ≧Ｑｏ＞　（３／４）−ｍａｘのとき２Δｎ、
■（ｍａｘ）／４＞Ｑｏ≧ｍｉｎのとき（’１　／　２
　）・Δ眠■ｍｉｎ＞ｑｏのとき（１／４）・Δ。とい
うように設定してもよい。また、２のべき乗ではなく、
別の係数、例えば３倍。

１．５倍、１／　１．５倍、１／３倍としてもよいこと
は勿論である。

〔発明の効果〕

上述の如く、本発明によれば、フィードフォヮ−ド型の
一般的なＡＤＰＣＭ信号伝送り式にくらべて制御信号は
伝送せず、しかも有効な信号成分のみに着目して情報を
伝送するようにしているので、極めて少ないビット数で
高品質な伝送ができ、また波形の性質を利用しているか
ら音楽信号に対しても高品質なディジタル信号伝送がで
き、更に前記本発明者の提案方式のように予測信号及び
基準信号を夫々可変せず、基準信号については固定であ
るので、回路規模が小さくて済み、しかも制御が簡単に
行なえる等の特長を自するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の送信系の一実施例を示すブロック系統
図、第２図及び第３図は夫々予測信号生成回路の各実施
例を示すブロック系統図、第４図は本発明の送信系の要
部の信号波形（アナログ換韓レベル）の変化の一例を示
す図、第５図ｔよ本発明の受信系の一実施例を示すブロ
ック系統図である。 １・・・ディジタル信号入力端子、２・・・差分器、３
・・・適応Ｍ子他罪、４．２２・・・予測信号生成回路
、５．２４・・・比較器、６．２３・・・基準信号発生
回路、８．２１・・・適応逆量子化器、９．２５・・・
加Ｑ器、１０．２６・・・遅延器、１３・・・絶対値回
路、１４・・・乗算器、１９・・・リード・オンリ・メ
ｔす（ＲＯＭ）、２７・・・ディジタル低域フィルタ。 特許出願人　日本ビクター株式会社 第１図 第２図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 量子化ビット数にビットの入力ディジタル信号とそれよ
   り１標本前のディジタル信号との差分に相当するｋビッ
   トの差分信号を差分器より取り出し、該差分信号中のｍ
   （ただし、ｍ＜ｋ）ビットを選択して送信し、これを受
   信してもとのｋビットのディジタル信号を復号するディ
   ジタル信号伝送方式において、 前記差分信号を第１の制御信号に基づいて適応的に量子
   化し、前記ｍビットの出力信号を伝送路へ送出する適応
   量子化器と、 該適応量子化器の出力信号を第２の制御信号に基づいて
   適応的に逆量子化して前記差分信号と略等価なｋビット
   の信号を得る第１の適応逆量子化器と、 該適応量子化器の出力信号から予測信号を生成すると共
   に第３の制御信号に応じて該予測信号のアナログ換算レ
   ベルを可変される第１の予測信号生成回路と、 予め一定レベル範囲に設定された基準信号と該予測信号
   のアナログ換算レベルとを夫々大小比較し、その比較結
   果に応じて前記第１乃至第３の制御信号を発生する第１
   の制御信号発生手段と、該第１の適応逆量子化器の出力
   信号と遅延器の出力信号とを夫々加算器により加算した
   信号を該遅延器に供給して該遅延器より前記入力ディジ
   タル信号より１標本前のディジタル信号を生成出力して
   前記差分器に供給する信号生成手段と、前記伝送路を経
   た前記ｍビットの出力信号を入力信号として受け、該第
   １の適応逆量子化器及び該第１の予測信号生成回路と同
   様の動作を行なう第２の適応逆量子化器及び第２の予測
   信号生成回路と、 該第１の制御信号発生手段と同様の構成により該第２の
   適応逆量子化器及び第２の予測信号生成回路に夫々制御
   信号を供給する第２の制御信号発生手段と、 該第２の適応逆量子化器よりのディジタル信号を積分し
   てもとのｋビットのディジタル信号に略等しい信号を出
   力する積分回路と、 該積分回路より取り出されたｋビットのディジタル信号
   を入力信号として受け、不要周波数成分を除去してｋビ
   ットのディジタル信号を出力するディジタル低域フィル
   タとよりなることを特徴とするディジタル信号伝送方式
   。