JPH0773218B2

JPH0773218B2 - Ａｄｐｃｍ符号化・復号化器

Info

Publication number: JPH0773218B2
Application number: JP62096298A
Authority: JP
Inventors: 賢一郎細田; 伸二川口; 敦新保; 潔横田
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1987-04-21
Filing date: 1987-04-21
Publication date: 1995-08-02
Anticipated expiration: 2010-08-02
Also published as: CA1291824C; EP0288281B1; US4860315A; DE3883588T2; JPS63263831A; EP0288281A2; DE3883588D1; EP0288281A3

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、音声信号及び音声帯域データ信号を逐次適
応予測し、低ビット符号化するためのADPCM符号化・復
号化器に関する。

（従来の技術）主として音声、アナログモデム信号等の通信分野におい
て情報を圧縮して伝送するため32kbit/sADPCM符号化・
復号化器が用いられている。このADPCM符号化・復号化
器について、CCITT（国際電信電話諮問委員会）におい
てG.721として、勧告化されている。この発明の理解を
容易にするために、この発明の説明に先立ち、この勧告
化された32kbit/s ADPCM符号化・復号化器につき第４図
（Ａ）及び（Ｂ）を参照して説明する。

第４図（Ａ）は従来のADPCM符号化器10の構成を示し、
第４図（Ｂ）は従来のADPCM復号化器30の構成を示す。A
DPCM符号器10は64kbit/sのミュ−ロウ（μ−Law）符号
又はエイ−ロウ（Ａ−Law）符号を32kbit/s符号に変換
する符号化器である。この符号化器10において、11はPC
M入力端子、12は線形PCM変換器、13は減算器から成る差
分信号発生器、14は適応量子化器、15は適応逆量子化
器、16はスケールファクタ適応部17及びスケールファク
タ適応速度制御部18を具えるスケールファクタ発生部、
19は適応予測器、20は加算器から成る加算信号発生器、
21はこの符号器10の出力端子である。

一方、復号化器30は32kbit/s符号を64kbit/sの出力信号
に変換して出力するための装置で、31は符号入力端子、
32は適応逆量子化器、33はスケールファクタ適応部34及
びスケールファクタ適応速度制御部35を具えるスケール
ファクタ発生部、36は適応予測器、37は加算器から成る
加算信号発生器、38は非線形PCM変換器、39は同期タン
デムアルゴリズム、40はPCM出力端子である。

次に、この従来のADPCM符号化・復号化器の動作につき
説明する。

先ず、符号化器10の動作につき説明する。入力端子11に
入力したμ−Law又はＡ−Law PCM符号Ｓ（ｋ）を線形PC
M信号変換器12によって線形PCM信号S₁（ｋ）に変換し、
差分信号発生器13に供給する。差分信号発生器13の出力
として、この信号S₁（ｋ）から後述する適応予測器19の
予測信号S_e（ｋ）を差し引いて得られた差分信号ｄ
（ｋ）を出力する。差分信号ｄ（ｋ）を次段の適応量子
化器14でスケールファクタ発生部16のスケールファクタ
適応部17から送られてきたスケールファクタｙ（ｋ）に
よりスケーリングした後、4bit符号Ｉ（ｋ）に符号化
し、この符号Ｉ（ｋ）を出力端子21から復号化器30へ32
kbit/sのビットレートで送出するとともに、次段の適応
逆量子化器15に供給する。この適応逆量子化器15は符号
Ｉ（ｋ）の逆量子化値d_q（ｋ）を再生し、適応予測器19
及び加算信号発生器20に送り、適応予測器19において加
算信号発生器20から入力Ｓ（ｋ）の再生値S_r（ｋ）を用
いて予測信号S_e（ｋ）を発生させている。

ところで、上述したスケールファクタ発生部16は既に説
明したようにスケールファクタ適応部17とスケールファ
クタ適応速度制御部18とを具えている。スケールファク
タ適応速度制御部18は符号Ｉ（ｋ）の平均振幅に応じた
値を有する線形結合係数a₁（ｋ）をスケールファクタ適
応部17に送り、この係数a₁（ｋ）で与えられるスケール
ファクタｙ（ｋ）を生ずる構成となっている。

この場合、スケールファクタ適応速度制御部18はこれに
設けられている時定数の異なる積分器（図示せず）によ
って先ず符号Ｉ（ｋ）の振幅の短時間平均値d_ms（ｋ）
及び長時間平均値d_ml（ｋ）を次式に従って演算する。

d_ms（ｋ）＝（１−2^-5）d_ms（ｋ−１）＋2^-5F｛Ｉ（ｋ）｝（１） d_ml（ｋ）＝（１−2^-7）d_ml（ｋ−１）＋2^-7F｛Ｉ（ｋ）｝（２）ここで、Ｆ｛Ｉ（ｋ）｝はＩ（ｋ）によって予め定めら
れている定数テーブル値であり、スケールファクタ速度
制御部18内に設けたメモリ（図示せず）からＩ（ｋ）に
応じて読み出されるように構成されている。このように
して演算されたd_ms（ｋ）及びd_ml（ｋ）値を比較するこ
とによって差分信号ｄ（ｋ）が音声信号のように時間的
に変化する信号であるか或は音声帯域データ信号のよう
に平均振幅が時間的にほとんど変化しない信号であるか
の違いがわかる。差分信号ｄ（ｋ）が時間的に変化する
信号であると、スケールファクタ適応速度制御部18から
スケールファクタ適応部17への線形結合係数（パラメー
タ）a₁（ｋ）の値を“1"に近づけ、一方、平均振幅が時
間的にほとんど変化しない場合には“0"に違づけるよう
に逐次更新しながら、この値をスケールファクタ適応部
17に送る。

スケールファクタ適応部17の出力であるスケールファク
タは次式で与えられている。

y_u（ｋ）＝（１−2^-5）ｙ（ｋ）＋2^-5W｛Ｉ（ｋ）｝
（３） y₁（ｋ）＝（１−2^-6）y₁（ｋ−１）＋2^-6y_u（ｋ）
（４）ｙ（ｋ）＝a₁（ｋ）y_u（ｋ−１）＋｛１−a₁（ｋ）｝y₁（ｋ−１）（５）ここで、y_u（ｋ）は音声信号用スケールファクタ、y
₁（ｋ）は音声帯域データ信号用スケールファクタ、Ｗ
｛Ｉ（ｋ）｝はＭ−テーブル値と称せられ符号Ｉ（ｋ）
により予め定められた定数値、a₁（ｋ）は前述したスケ
ーリングファクタ適応速度制御部18から送られてくる線
形結合パラメータである。

これらの式の関係から、例えば音声信号か或は音声帯域
データ信号かによって、d_ms（ｋ）とd_ml（ｋ）の差分が
時刻によって異なる。この差分の大きさに対応してパラ
メータa₁（ｋ）が“1"又は“0"の方向に逐次更新され、
その結果、スケールファクタｙ（ｋ）がy_u（ｋ）又はy₁
（ｋ）の線形結合の形によって定められて、そのスケー
ルファクタｙ（ｋ）が適応量子化器14及び適応逆量子化
器15に送られ、各種信号に対して量子化特性を低下させ
ないようにする。

適応逆量子化器15から再生された信号は量子化誤差が含
まれた再生差分信号d_q（ｋ）である。この信号d_q（ｋ）
を加算信号発生器20に送り、ここで、適応予測器19から
送られてきた予測信号と加算されて線形PCM信号S
₁（ｋ）の再生信号S_r（ｋ）を発生させてこれを適応予
測器19に送る。この適応予測器19はトランスバーサルフ
ィルタで構成され、ｄ（ｋ）のパワーすなわちd²（ｋ）
が小さくなるよう（圧縮度を小さくするよう）にそのフ
ィルタのタップ係数を修正し、過去に標本時刻において
再生されたＳ（ｋ）信号と、タップ係数のたたみ込みに
よって、次の標本時刻における入力信号の予測信号S
_e（ｋ）を発生させる。

次に復号化器30の動作につき説明する。復号化器30にお
いては、符号入力端子31で受信した量子化符号Ｉ（ｋ）
を適応逆量子化器32でスケールファクタ発生部33からの
スケールファクタｙ（ｋ）を用いて再生し再生差分信号
d_q（ｋ）を発生する。この再生差分信号d_q（ｋ）は適応
予測器36及び加算信号発生器37に送られ、この加算信号
発生器37において適応予測器36から送られてきた予測信
号S_e（ｋ）と加算されて前述した入力信号S₁（ｋ）の再
生値である再生信号S_r（ｋ）を形成する。一方、適応予
測器36は再生差分信号d_q（Ｋ）と再生信号S_r（ｋ）とか
ら前述の予測信号S_e（ｋ）を形成している。なお、符号
出力端子21と符号入力端子31との間でビット誤りが生じ
ない限り、復号化器30のスケールファクタ発生部33（3
4、35）、適応予測器36は符号化器10の対応要素16（1
7、18）、19と全く同じ動作をし、かつ、内部状態も一
致している。入力信号S₁（ｋ）の再生信号S_r（ｋ）は非
線形PCM変換器38よりμ−Law又はＡ−Law PCM符号S
_p（Ｋ）に変換される。この時、符号S_p（ｋ）は例えばP
CM−ADPCM−PCM−ADPCMというように、PCMとADPCMが同
期タンデム接続されたときにも最大１段目のPCM−ADPCM
−PCM接続で生じた劣化分しか発生しないように、同期
タンデムアルゴリズム39において、符号Ｉ（ｋ）、予測
信号S_e（ｋ）及びスケールファクタｙ（ｋ）を用いて調
整されて元のＳ（ｋ）と同じ64kbit/sのμ−Law又はＡ
−Law PCM符号S_d（ｋ）に変換されてPCM出力端子40から
出力される。

（発明が解決しようとする問題点） CCITTにおいてG.721として勧告化された前記32kbit/s A
DPCM符号化・復号化器では、音声信号、低速の音声帯域
データ信号（4800bit/s以下のモデム信号）に対しては
良好な特性を有することが既にCCITTのスタディグルー
プ−X VIII、リポートＲ−28で報告されている。

しかしながら、G IIIファクシミリ等で広く用いられて
いる72000bit/s以上の高速モデム信号の場合には、従来
のADPCM符号化・復号化器では、適応予測器の予測能力
が悪く、しかもモデム信号のように入力信号のパワーが
一定のときであってもスケールファクタが一定とならな
いでふらついてしまうため、モデム信号に対して量子化
特性が劣化するという特性上の問題点がある。また、従
来のADPCM符号化・復号化器は衛星を利用した国際通信
の分野でPCMによるディジタル音声挿入方式（以下Ｄigi
tal,Ｓpeech Ｉnetr−poration:DSIと略す）への適用を
考慮した機能を有していない。特に、伝送符号を３ビッ
トとして伝送することができないため、DSIに応用され
ている伝送路チャネルが過負荷状態になったとき、伝送
路チャネルの割り当てビットを１ビット削減し、通話の
締出しを解消する手法に対応できないという問題があ
る。

この発明は以上のような従来技術の問題点を解決するた
めになされたものであって、音声信号及び低速の音声デ
ータ信号に対してはCCITT.G.721のADPCM符号化・復号化
器と同等以上の性能を有するとともに、高速の音声帯域
データ信号（7200bit/s以上のモデム信号）の伝送を可
能とし、またDSIに適用した場合に伝送路チャネルが過
負荷状態になったとき割り当てビットを１ビット削減し
通話の締出しを解消する手法に対応可能とし、さらに96
00bit/s以上のモデム信号に対して３リンク以上非同期
接続しても伝送可能なADPCM符号化・復号化器を提供す
ることを目的とする。

（問題点を解決するための手段）この発明は適応予測フィルタ及び適応量子化器からなる
符号化器と、適応予測フィルタ及び適応逆量子化器から
なる復号化器より構成されるADPCM符号化・復号化器を
対象とし、前記従来技術の問題点を解決するため、前記
符号化器及び前記復号化器の適応予測フィルタがそれぞ
れ、信号の周波数成分が時間とともに変動するような入
力信号に対する任意次数の可変零フィルタと任意次数の
可変極フィルタと、信号の周波数成分が時間的にほぼ一
定な入力信号に対する少なくとも任意次数の固定極フィ
ルタと、オフセット成分に対するオフセット除去フィル
タとを縦続接続した構成にしたものである。

（作用）この発明において、適応予測フィルタのうちの可変零フ
ィルタと可変極フィルタは周波数成分が時間とともに変
動する入力信号に対する予測値を出力する。また固定極
フィルタは周波数成分が時間的にほぼ一定な入力信号に
対する予測値を出力する。さらに、オフセット除去フィ
ルタは入力信号のオフセット成分を除去するように働
く。したがって、適応予測フィルタの予測値は非常に予
測能力の優れたものとなり、かつ、モデム信号に対する
量子化特性も劣化しない。また、ビットレートを可変す
ることにより、DSIへの適用にも充分対処できるように
なり、前記従来技術の問題点が解決される。

（実施例）以下、本発明の実施例について詳細に説明する。

第１図（Ａ）は本実施例に係る可変ビットレートADPCM
符号化器50の構成を示すブロック図、第１図（Ｂ）は本
実施例に係る可変ビットレートADPCM復号化器100の構成
を示すブロック図である。

第１図（Ａ）の符号化器50において、51はPCM入力端
子、52は線形PCM変換器、53は差分信号発生器、54は適
応予測フィルタ、55は適応量子化器、56はスケールファ
クタ適応部、57,60,62,63は外部入力端子、58は符号出
力端子、59は適応逆量子化器、61はモード制御適応部で
ある。適応予測フィルタ54は適応零フィルタタップ係数
適応部64、適応零フィルタ65、加算器66,76,77,78,79,8
2、適応極フィルタタップ係数適応部67、オフセット予
測フィルタ68、外部信号入力端子69,80,81、予測利得適
応部（Ｉ）70、適応極フィルタ71、予測利得適応部（I
I）72、固定極フィルタ73、係数回路74,75から構成され
る。

また、第１図（Ｂ）の復号化器において、101は符号入
力端子、102は適応逆量子化器、103はモード制御適応
部、104はスケールファクタ適応部、105は回線状況診断
部、106はリセット回路、107は適応予測フィルタ、108
は非線形PCM変換器、109は同期タンデムアルゴリズム、
110はPCM出力端子、111〜115は外部入力端子である。適
応予測フィルタ107は、適応零フィルタタップ係数適応
部120、適応零フィルタ121、加算器122、132、133、13
4、135、138、139、適応極フィルタタップ係数適応部12
3、オフセット予測フィルタ124、外部入力端子125、13
6、137、予測利得適応部（Ｉ）126、適応極フィルタ12
7、予測利得適応部（II）128、固定極フィルタ129、係
数回路130、131から構成される。

次に、上記構成の本実施例の動作について説明する。

先ず、符号化器50の動作につき説明する。PCM入力端子5
1に入力したμ−Law又はＡ−Law PCM符号ｘ（ｋ）を線
形PCM変換器52によって線形PCM信号Ｓ（ｋ）に変換し、
差分信号発生器53に供給する。この差分信号発生器53
は、（６）式に示すように線形PCM信号Ｓ（ｋ）から適
応予測器54の予測信号ｅ（ｋ）を差し引いて得られた差
分信号ｄ（ｋ）を出力する。

ｄ（ｋ）＝Ｓ（ｋ）−ｅ（ｋ）（６）差分信号ｄ（ｋ）は適応量子化器55でスケールファクタ
適応部56から送られてきたスケールファクタｕ（ｋ）で
（７）式に示すようにｑ（ｋ）にスケーリングした後、
出力符号Ｉ（ｋ）に符号化する。

ｑ（ｋ）＝ｄ（ｋ）/u（ｋ）（７）この時、ｑ（ｋ）は外部入力端子57より入力されたビッ
トレート切換信号QSにより、QS＝“1"ならば表−１に、
QS＝“2"ならば表−２に、QS＝“3"ならば表−３に従っ
てそれぞれ４ビット,3ビット,5ビットに符号化される。
なお、表−１ないし表−３において“［”はその値を含
み、“（”はその値を含まない。またQSの“1"、“2"、
“3"はそれぞれ32、24、40kbit/sのビットレートに対応
する。

符号Ｉ（ｋ）は符号出力端子58から復号化器100（第１
図（Ｂ））へ送出されると共に、次段の適応逆量子化器
59、スケールファクタ適応部56、モード制御適応部61に
供給される。

適応逆量子化器59は符号Ｉによって決定される信号Ｑ
（ｋ）と、スケールファクタ適応部56から送られてきた
スケールファクタｕ（ｋ）により、（８）式に従って、
差分信号ｄ（ｋ）の逆量子化値Ｄ（ｋ）を再生する。

Ｄ（ｋ）＝Ｑ（ｋ）ｕ（ｋ）（８）ここで、Ｑ（ｋ）は、外部入力端子60より入力されたビ
ットレート切換信号QSにより、QS＝“1"ならば表−４
に、QS＝“2"ならば表−５に、QS＝“3"ならば表−６に
従い、モード制御適応部61に送出される。

スケールファクタ適応部56はスケールファクタｕ（ｋ）
に対応した２を底とするlog領域で定義したスケールフ
ァクタｖ（ｋ）を以下の式で逐次更新する。

v1（ｋ）＝（１−2^-6）ｖ（ｋ）＋［F1｛Ｉ（ｋ）｝＋ｌ（ｋ）F2｛Ｉ（ｋ）｝］（９） v2（ｋ）＝（１−2^-3）v2（ｋ−１）＋2^-3v1（ｋ）（1
0）ｖ（ｋ）＝｛１−ｌ（ｋ−１）｝v1（ｋ−１）＋ｌ（ｋ−１）v2（ｋ−１）（11）ここで、QS＝“1"または“3"ならばｖ（ｋ）は−11.287
6ｖ（ｋ）−1.3218に、QS＝“2"ならば−11.7959
Ｖ（ｋ）−1.3218に制限される。

上式においてv1（ｋ）は入力の短時間変動に応答するス
ケールファクタでv2（ｋ）は入力の長時間変動に応答す
るスケールファクタである。ｖ（ｋ）はv1（ｋ）とv2
（ｋ）のモード制御適応部61より送られてきたモード制
御係数ｌの線形結合によって得られる。

また、F1｛Ｉ（ｋ）｝、F2｛Ｉ（ｋ）｝は符号Ｉ（ｋ）
によって予め定めておいた定数で、外部入力端子62より
入力されたビットレート切換信号QSにより、QS＝“1"な
らば表−７に、QS＝“2"ならば表−８にQS＝“3"ならば
表−９に従う。

またスケールファクタ適応部56は底を２とするlog領域
のスケールファクタｖ（ｋ）から線形領域のスケールフ
ァクタｕ（ｋ）、1/u（ｋ）への変換を以下の式により
計算する。

ｕ（ｋ）は、 j1（ｋ）＝INT｛ｖ（ｋ）｝，（12） f1（ｋ）＝ｖ（ｋ）−j1（ｋ），（13） f2（ｋ）＝１＋2f1（ｋ）/3＋f1²（ｋ）/6, （14）ｕ（ｋ）＝f2（ｋ）2^j1(k) （15） 1/u（ｋ）は、 j2（ｋ）＝INT｛−ｖ（ｋ）｝＋1, （16） f3（ｋ）＝［−ｖ（ｋ）−INT｛−ｖ（ｋ）｝］−1,（1
7） f4（ｋ）＝１＋2f3（ｋ）/3＋f3²（ｋ）/6, （18） 1/u（ｋ）＝f4（ｋ）2^j2(k), （19）但し、“INT｛｝”はかっこ内の変数の整数部を意味
する。1/u（ｋ）は適応量子化器55及びオフセット予測
フィルタ68に送出される。

モード制御適応部61は差分信号ｄ（ｋ）のパワー及び周
波数成分に応じたモード制御係数ｌ（ｋ）をスケールフ
ァクタ適応部56に送る。このモード制御係数ｌ（ｋ）は
入力信号の性質に応じて短時間モード、あるいは長時間
モードに設定する係数で、以下のように決定される。

まず、差分信号ｄ（ｋ）のパワーに対応した値ｍ（ｋ）
を（20）式で計算する。

ｍ（ｋ）＝（１−2⁷）ｍ（ｋ−１）＋2^-7F3｛Ｉ（ｋ）｝（20）ここで、F3｛Ｉ（ｋ）｝は符号Ｉ（ｋ）によって予め定
めた定数テーブル値で、外部入力端子63より入力された
ビットレート切換信号により、QS＝“1"ならば表−10
に、QS＝“2"ならば表−11に、QS＝“3"ならば表−12に
従う。

次に、差分信号ｄ（ｋ）の周波数成分を求めるために、
ｄ（ｋ）に比例したＱ（ｋ）を（21）式に示す特性を有
する２次再帰型帯域フィルタに入力し、その出力e8
（ｋ）を計算する。

e8（ｋ）＝−0.123｛e8（ｋ−１）/2＋Ｑ（ｋ−１）｝ −0.787｛e8（ｋ−２）/2＋Ｑ（ｋ−２）｝（21）次に、（20）式で計算したｍ（ｋ）と、（21）式で計算
したe8（ｋ）とＱ（ｋ）により、モード制御係数を以下
の式により逐次更新する。

ここで、である。

また、ｔ（ｋ）は、０＜ｔ（ｋ）＜１に制限される。

適応逆量子化器59から再生された信号は量子化誤差が含
まれた再生差分信号Ｄ（ｋ）である。この信号Ｄ（ｋ）
を適応零フィルタタップ係数適応部64、適応零フィルタ
65、加算器66、適応極フィルタタップ係数適応部67、オ
フセット予測フィルタ68に送出する。

適応零フィルタタップ係数適応部64は再生差分信号Ｄ
（ｋ）とＤ（ｋ−１）（ｉ＝１〜10）より、（26）、
（27）式に示すようにタップ係数b_i（ｉ＝１〜10）を修
正し、適応零フィルタ64に送出する。

b_i（ｋ）＝（１−2^-7）b_i（ｋ−１）＋2^-6tsgn｛Ｄ（ｋ）｝tsgn｛Ｄ（ｋ−ｉ）｝（26）ここで、外部入力端子69より入力されたビットレート切
換信号QSに応じて、出力されるタップ係数は（27）式の
ようになる。

ここで、ｆ（・）はあらかじめ指定した小数点以下を切
り捨てる処理を施すことを意味する。

適応零フィルタ65は適応零フィルタタップ係数適応部64
から送られてきたタップ係数b_iと再生差分信号Ｄ（ｋ−
１）（ｉ＝１〜10）より適応零フィルタ予測値e1（ｋ）
を（28）式より計算する。

適応零フィルタ予測値e1（ｋ）は加算器66、82に送出さ
れる。加算器66は適応零フィルタ65より送られてきた適
応零フィルタ予測値e1（ｋ）と再生差分信号Ｄ（ｋ）を
加算し、第１の部分再生値D1（ｋ）を発生し、予測利得
適応部（Ｉ）70と加算器76に送出する。

一方、適応極フィルタタップ係数適応部67は、適応逆量
子化器59より送られてきた再生差分信号Ｄ（ｋ）及びＤ
（ｋ−ｉ）（ｉ＝１〜４）より適応極フィルタタップ係
数a_i（ｉ＝１〜４）を以下の式により修正する。なお、
（29）式のw_i（ｋ）はＺ平面上の単位円上に分離して配
置されたもので、分離則を満足するよう修正されるもの
である。

ここで W₀（ｋ）＝0,w₅（ｋ）＝n,W₁＝0.3501,W₂＝0.5520,W₃＝
1.5010,W₄＝2.2160,W₅＝0.1570,W₆＝W₇＝W₈＝0.0313,W₉
＝0.3928, p₁（ｋ）＝Ｄ（ｋ）＋｛１−r₃（ｋ）｝｛Ｄ（ｋ−１）＋Ｄ（ｋ−２）｝＋Ｄ（ｋ−３）， p₂（ｋ）＝Ｄ（ｋ）−｛１−r₄（ｋ）｝｛Ｄ（ｋ−１） −Ｄ（ｋ−２）｝−Ｄ（ｋ−３）， p₃（ｋ）＝Ｄ（ｋ）＋｛１−r₁（ｋ）｝｛Ｄ（ｋ−１）＋Ｄ（ｋ−２）｝＋Ｄ（ｋ−３）， p₄（ｋ）＝Ｄ（ｋ）−｛１−r₂（ｋ）｝｛Ｄ（ｋ−１） −Ｄ（ｋ−２）｝−Ｄ（ｋ−３）（30）である。

分離則を満足したw_i（ｋ）より得られるタップ係数は a₁（ｋ）＝−r₁（ｋ）−r₂（ｋ）−r₃（ｋ）−r₄（ｋ）， a₂（ｋ）＝４−r₁（ｋ）＋r₂（ｋ）−r₃（ｋ）＋r₄（ｋ）＋r₁（ｋ）r₃（ｋ）＋r₂（ｋ）r₄（ｋ）， a₃（Ｋ）＝−r₁（ｋ）−r₂（ｋ）−r₃（ｋ）−r₄（ｋ）＋r₁（ｋ）r₃（ｋ）−r₂（ｋ）r₄（ｋ）， a₄（ｋ）＝２−r₁（ｋ）＋r₂（ｋ）−r₃（ｋ）＋r₄（ｋ），（3
1）となる。但し、r_i（ｋ）は（27）式で示す係数である。

r_i（ｋ）＝2cos｛w_i（ｋ）｝（32）（31）式によって得られた適応極フィルタタップ係数a_i
（ｉ＝１〜４）は予測利得適応部（Ｉ）70、適応極フィ
ルタ71に送出される。

予測利得適応部（Ｉ）70は加算器66で発生した第１の部
分再生値D1（ｋ）と適応極フィルタタップ係数適応部67
で計算した。a_i（ｉ＝１〜４）を入力し、予測利得係数
g2（ｋ）を以下の式により計算する。

g1（ｋ）＝（１−2^-10）g1（ｋ−１）＋α・tsgn｛D1（ｋ）｝tsgn｛e5（ｋ）｝，（33）ここで、e5（ｋ）はで、αは外部入力端子80より入力されたビットレート切
換信号QSがQS＝“1"かまたはQS＝“3"のときα＝2^-8、Q
S＝“2"のときα＝2^-7に設定される。（33）式において
修正されたg1（ｋ）を−0.125≦g1（ｋ）≦1.25に制限
し、最終的に（35）式によりg2（ｋ）を決定し、係数回
路74に送出される。

加算器76は、適応極フィルタ71の予測値e2（ｋ）と加算
器66で発生した第１の部分再生値D1（ｋ）を加算し、第
２の部分再生値D2（ｋ）を発生し、適応極フィルタ71
と、予測利得適応部（II）72及び加算器77に送出する。
適応極フィルタ71の予測出力e2（ｋ）は（36）式により
計算される。

予測利得適応部（II）72は、加算器76で発生した第２の
部分再生値D2（ｋ）とスケールファクタ適応部56より送
られてきた1/u（ｋ）を以下の式により計算する。

ここで、e6（ｋ）は、 e6（ｋ）＝0.5017・D2(ｋ−１)−0.36755・D2(ｋ−２) −0.5343・D2（ｋ−３）（38）（37）式は、外部入力端子81から入力されるビットレー
ト切換信号QSがQS＝“2"のとき（39）式に変更される。

g4（ｋ）＝（１−2^-10）｛g4（ｋ−１）−１｝＋１−2^-7 （39）（37）または（39）式で修正されたg4（ｋ）を−0.125
≦g4（ｋ）≦1.25に制限し、最終的に（40）式によりg3
（ｋ）を決定し、係数回路75に送出する。

加算器77は固定極フィルタ73の予測値e3（ｋ）と、加算
器76で発生した第２の部分再生値D2（ｋ）とを加算し、
第３の部分再生値D3（ｋ）を発生し、固定極フィルタ73
に送出する。

上述した固定極フィルタ73の予測出力e3（ｋ）は（41）
式により計算される。

ここで、c_i（ｉ＝１〜16）は表−13に値を示す。

オフセット予測フィルタ68は、入力信号のオフセット成
分を除去するもので適応逆量子化器59の出力再生差分信
号Ｄ（ｋ）と、スケールファクタ適応部56の出力1/u
（ｋ）を入力し、予測値e4（ｋ）を（42）式により計算
する。

適応予測フィルタ54の予測値ｅ（ｋ）は、まず加算器79
で、オフセット予測フィルタ68の予測値e4（ｋ）と、固
定極フィルタ73の予測値e3（ｋ）を加算し、次に、加算
器79の出力と、適応極フィルタ71の予測値e2（ｋ）を加
算器78で加算し、最後に、加算器78の出力と、適応零フ
ィルタ65の予測値e1を加算器82で加算して得られる。

次に復号化器100の動作につき説明する。符号入力端子1
01で受信したADPCM符号Ｉ（ｋ）は適応逆量子化器102に
供給され、ここでスケールファクタ適応部104からのス
ケールファクタｕ（ｋ）を用いて再生差分信号Ｄ（ｋ）
を発生する。この再生差分信号Ｄ（ｋ）は加算器122に
送られ、加算器122で適応零フィルタ121の予測値e1
（ｋ）と加算されて、第１の部分再生値D1（ｋ）を得
る。次に第１の部分再生値D1（ｋ）は加算器132に送ら
れ、加算器132で適応極フィルタ127の予測値e2（ｋ）と
加算され、第２の部分再生値D2（ｋ）を得る。さらに、
第２の部分再生値D2（ｋ）は加算器133に送られ、加算
器133で固定極フィルタ129の予測値e3（ｋ）と加算さ
れ、第３の部分再生値D3（ｋ）を得る。そして、第３の
部分再生値D3（ｋ）と、オフセット予測フィルタ124の
予測値e4（ｋ）を加算器139で加算し、前述した入力信
号ｓ（ｋ）の再生信号s1（ｋ）を形成する。

回線状況診断部105は、符号入力端子101より入力される
ADPCM符号Ｉ（ｋ）が、外部入力端子114より入力される
ビットレート切換信号に従って QS＝“1"の時 “1111" QS＝“2"の時 “111" QS＝“3"の時 “1111" であるかを検出し、それらが連続的にあらかじめ設定さ
れた時間以上続いた場合にTRG（トリガ）信号を“1"に
し、リセット回路106に送出する。

リセット回路106は、TRG信号が“1"であれば、モード制
御適応部103、スケールファクタ適応部106、適応零フィ
ルタタップ係数適応部120、適応零フィルタ121、予測利
得適応部（Ｉ）126、適応極フィルタタップ係数適応部1
23、適応極フィルタ127、予測利得適応部（II）128、固
定極フィルタ129、オフセット予測フィルタ124の内部メ
モリの状態を指定した状態に強制的に設定し、かつ同期
タンデムアルゴリズム109の出力Ｙ（ｋ）を、μ−lawで
あれば８ビットをすべて“1"に、Ａ−lawであれば８ビ
ットをすべて“0"にする。

なお、符号出力端子110と符号入力端子101との間で、ビ
ット誤りが生じないか、あるいは復号化器100側のみ有
しているリセット回路106が動作しない限り、復号化器1
00のモード制御適応部103、スケールファクタ適応部104
と、適応予測フィルタ107の要素（120、121、126、12
3、127、128、129、124）は、符号化器50の対応要素6
1、56、54（64、65、70、67、71、72、73、68）と全く
同じ動作をし、かつ内部状態も一致している。

前述した入力信号ｓ（ｋ）の再生信号s1（ｋ）は非線形
PCM変換器108に入力し、μ−Law又は、Ａ−Law PCM符号
Ｘ（ｋ）に変換され同期タンデムアルゴリズム110に送
出される。そして、同期タンデムアルゴリズム109にお
いて、PCM−ADPCM変換によって生じる量子化誤差を調節
し、８ビットPCM符号Ｙ（ｋ）を出力端子110に出力す
る。

上記実施例では、先ず、適応予測器として、入力信号の
時間的変化に対して一致度のよい予測信号を得るため
に、入力信号を周波数変動成分と周波数成分がほぼ一定
な固定成分とに分けて考え、変動成分に対して任意次数
の可変極・零フィルタを対応させ、固定成分に対しては
任意次数の固定極フィルタを対応させ、さらにオフセッ
ト成分を除去するオフセット除去フィルタを設け、これ
らを縦続接続し、さらに可変極フィルタと固定極フィル
タの予測出力を制御する回路を設けるようにした。次に
適応量子化器及び適応逆量子化器については入力信号の
パワーが時間的変動大と変動小との場合に分けて考え、
変動大に対しては短時間モードに、変動小に対しては長
時間モードに設定できる回路を設けた。また、外部入力
端子を設け、その入力信号を通じてビットレートを32、
24、40、kbit/sのいずれかを選択できるようにした。

以上のような構成による上記実施例の第１の効果を第２
図により述べる。第２図はCCITT標準V.29モデムに対す
る上記実施例の32kbit/s ADPCMの性能、すなわち回線S/
N−ブロックエラーレート特性を示す図である。図中21
が上記実施例、22がCCITT勧告G.721の特性である。ま
た、第２図の特性はCCITTSG・18レポートＲ−28の測定
条件に従って得たものである。図中の1,2,3の添字は非
同期接続数を示す。第２図から明らかなように本発明の
実施例によってCCITT勧告G.721より３倍程度優れたモデ
ム信号伝送特性を与えることができる。

また、本発明の実施例の第２の効果としては、24kbit/s
を選択できるため、DSIシステムにおいて通常用いられ
ている通話の締出し解消法に対応できる。

さらに、第３の効果を第３図により述べる。第３図はCC
ITT標準V.29モデムに対する上記実施例の40kbit/s ADPC
Mの性能、すなわち回線S/N−ブロックエラーレート特性
を示す図である。図中の２、４の添字は非同期接続数を
示す。なお、測定条件は第２図の場合と同じである。第
３図より明らかなようにV.29 9600bit/sのモデムが３リ
ンク以上非同期接続しても伝送可能である。

（発明の効果）以上詳細に説明したように、本発明によれば、高速のモ
デム信号の伝送を可能とし、DSIシステムにおいて通常
用いられている通話の締出し解消法に対応できるように
なり、さらに9600bit/s以上のモデム信号に対して３リ
ンク以上非同期接続しても伝送可能となる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）はこの発明に係る符号化器の構成を示すブ
ロック図、第１図（Ｂ）はこの発明に係る復号化器の構
成を示すブロック図、第２図及び第３図はこの発明によ
る回線S/N−ブロックエラーレート特性を示す図、第４
図（Ａ）は従来のADPCM符号化器の構成を示すブロック
図、第４図（Ｂ）は従来ADPCM復号化器の構成を示すブ
ロック図である。 50……符号化器、52……線形PCM変換器 53……差分信号発生器、54……適応予測フィルタ 55……適応量子化器 56……スケールファクタ適応部 59……適応逆量子化器、61……モード制御適応部 64……適応零フィルタタップ係数適応部 65……適応零フィルタ 67……適応極フィルタタップ係数適応部 68……オフセット予測フィルタ 70……予測利得適応部（Ｉ）、71……適応極フィルタ 72……予測利得適応部（II） 73……固定極フィルタ、100……復号化器 102……適応逆量子化器 103……モード制御適応部 104……スケールファクタ適応部 105……回線状況診断部 106……リセット回路 107……適応予測フィルタ 108……非線形PCM変換器 109……同期タンデムアルゴリズム 120……適応零フィルタタップ係数適応部 121……適応零フィルタ 124……オフセット予測フィルタ 126……予測利得適応部（Ｉ） 127……適応極フィルタ 128……予測利得適応部（II） 129……固定極フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者横田潔東京都港区虎ノ門１丁目７番12号沖電気工業株式会社内 (56)参考文献特開昭62−42622（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−104223（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−183225（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−76526（ＪＰ，Ａ) 米国特許4860315（ＵＳ，Ａ) 欧州特許出願公開288281（ＥＰ，Ａ) ＩＥＥＥＪＯＵＲＮＡＬＯＮＳＥＬＥＣＴＥＤＡＲＥＡＳＩＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖｏｌ．６，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ 1988，ｐａｇｅｓ 262−273，ＩＥＥＥ，ＮｅｗＹｏｒｋ，ＵＳ；Ｋ．ＨＯＳＯＤＡｅｔａｌ．：“Ａ 32 ｋｂｉｔ／ｓＡＤＰＣＭａｌｇｏｒｉｔｈｍｈａｖｉｎｇｈｉｇｈｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｆｏｒｂｏｔｈｖｏｉｃｅａｎｄ９. ６ｋｂｉｔ／ｓｍｏｄｅｍｓｉｎｇｎａｌｓ" ＩＣＡＳＳＰ’86 ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ，Ｔｏｋｙｏ，７ｔｈ−11ｔｈＡｐｒｉｌ 1986，Ｖｏｌ．２／４，ｐａｇｅｓ 821−824，ＩＥＥＥ，ＮｅｗＹｏｒｋ，ＵＳ；Ａ．ＦＵＫＡＳＡＷＡｅｔａｌ．：“Ａｎａｄｖａｎｃｅｄ 32 ｋｂｉｔ／ｓＡＤＰＣＭｃｏｄｉｎｇｔｏｔｒａｎｓｍｉｔｓｐｅｅｃｈａｎｄｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄｖｏｉｃｅｂａｎｄｄａｔａ"

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】適応予測フィルタ及び適応量子化器からな
る符号化器と、適応予測フィルタ及び適応逆量子化器か
らなる復号化器より構成されるADPCM符号化・復号化器
において、前記符号化器及び前記復号化器の適応予測フィルタがそ
れぞれ、信号の周波数成分が時間とともに変動するような入力信
号に対する任意次数の可変零フィルタと任意次数の可変
極フィルタと、信号の周波数成分が時間的にほぼ一定な入力信号に対す
る少なくとも任意次数の固定極フィルタと、オフセット成分に対するオフセット除去フィルタとを縦
続接続した構成からなることを特徴とするADPCM符号化
・復号化器。
【請求項２】前記任意次数の可変極フィルタと、固定極
フィルタの出力を逐次可変する制御回路を設けたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のADPCM符号化
・復号化器。
【請求項３】前記任意次数の可変極フィルタの特性が常
にＺ平面上の単位円上に分離して配置された根を有する
一対の多項式により表わされることを特徴とする特許請
求の範囲第１項又は第２項に記載のADPCM符号化・復号
化器。
【請求項４】前記適応量子化器及び前記適応逆量子化器
がそれぞれ、帯域通過フィルタにより入力信号の周波数成分の変動を
検出する第１の回路と、入力信号のパワーの時間的変動を検出する第２の回路
と、前記第１の回路及び／又は前記第２の回路の検出結果に
基づいて入力信号に対して短時間モードあるいは長時間
モードに設定する第３の回路を有することを特徴とする
特許請求の範囲第１項から第３項のうちのいずれか一項
に記載のADPCM符号化・復号化器。
【請求項５】ビットレート選択用端子を設け、その端子
からの入力信号によりビットレートを可変することがで
きる特許請求の範囲第１項から第４項のうちのいずれか
一項に記載のADPCM符号化・復号化器。