JPS63294003A - Ｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、デジタル信号に変換されたアナログＦＭ信
号を復調するＦＭ復調器に関するものである。

［従来の技術］ ＦＭ復調器は、一般に入力ＦＭ信号の周波数に応じた復
調出力レベルが得られるようにしたもので、高い周波数
のＦＭ信号ならば高い復調レベル、低い周波数のＦＭ信
号ならば低い復調レベルの出力がそれぞ゛れ出力される
。

ところで、デジタル信号処理技術を用いてＦＭ復調器を
構成する際、ＦＭ信号をＸ、この信号の位相を９０°移
相した信号をＹとしたとき、信号Ｘを復調した信号Ｆは ｄｔ　　　　　　Ｙ で与えられることが従来から知られている。

すなわち、いま入力ＦＭ信号の周波数をｆｃ、ｋ番目に
サンプリング周期Ｔでサンプリングされた信号をＸ　（
ｋ）とすると、Ｘ（ｋ）　＝　ａ　＠ｓｉｎ　　（２π
ｆｃｋＴ）（ただし、ａはＦＭ信号の振幅である）で表
され、同様にＹの方もＹ（ｋ）＝ａ拳ｃｏｓ（２πｆｃ
ｋＴ）で表される。これより、−Ｉ　　　Ｘ（ｋ） Ｙ　（ｋ） となり、次にこれを微分すれば、 ｔＹ を実行したことになるが、デジタルでは差分をとること
になり、 Ｆ＝２πｆｃ　ｋＴ−２πｆｃ　　（ｋ−１）Ｔ＝２π
ｆｃＴ となる。ここで、２πＴは一定であるから、Ｆはｆｃに
比例した出力となり、入力ＦＭ信号の周波数に応じた復
調出力が得られたことになる。

これをハードウェアにより実現した従来の回路構成を第
５図に示す。

図において、（１）は入力アナログＦＭ信号をデジタル
信号に変換するＡ／Ｄコンバータであり、デジタル化さ
れたＦＭ信号は、９０’移相器（３）により９０’移相
された信号Ｙとなる。他方、Ａ／Ｄコンバータ（１）の
出力は遅延補正器（２）に入力される。遅延補正器（２
）は、９０°移相器（３）により生じる信号Ｙの遅延蒔
間と同じだけデジタルＦＭ信号を遅延させるためのもの
で、遅延補正器（２）の出力信号又と、９０°移相器（
３）の出力Ｙとは同一時刻に量子化された信号とみなす
ことができる。（４）は入力された信号Ｘ、Ｙについて
ｊａｎ　　（Ｘ／Ｙ）の演算を行う演算器、（５）は演
算器（４）の出力を微分する微分器である。

このように演算器（０の出力を微分器（５）で微分すれ
ば、 ｄｔ　　　　　　Ｙ の演算をハードウェアで実現したことになり、微分器（
５）の出力をＤ／Ａコンバータ（８）によりアナログ信
号に変換すれば、ＦＭ信号を復調した出力が得られる。

この実施例の演算器（０の構成としては、たとえば除算
器に信号ＸとＹを入力してＸ／Ｙを得。

その出力をアークタンジェントのテーブルを持つている
ＲＯＭに入力し、その出力ｊａｎ　　（Ｘ／Ｙ）を得る
ことにより構成することができる。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、Ｌ記従来のものにあっては、アークタン
ジェントのテーブルを持っているＲＯＭが必要であり、
このようなＲＯＭを用いることは、装置を小型化、ＩＣ
化するうえできわめて不利であった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、ＲＯＭを不要とし、装置の小型化、ＩＣ化が
容易なＦＭ復調器を提供することを目的としている。

［問題点を解決するための手段］ この発明にかかるＦＭ復調器は、入力アナログＦＭ信号
をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、この変
換されたデジタル信号の位相を９０’移相する９０°移
相器と、Ｌ記Ａ／Ｄコン／ヘータで変換されたデジタル
信号または上記９００移相器で９０°移相されたデジタ
ル信号を微分する微分型と、現サンプリング信号に１サ
ンプル周期前のサンプリング信号を加算する演算回路と
、上記微分器と演算回路の出力を入力して除算を行う除
算器と、この除算器より出力されるデジタル信号をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとを備えたことを
特徴とする。

［作用］ この発明のＦＭ復調器においては、デジタル信号を微分
する微分器、現サンプリング信号に１サンプル周期前の
サンプリング信号を加算する演算回路、および微分器と
演算回路の出力の除算を行う除算器によって、サンプリ
ング周波数を十分高くした場合に近似的にＦＭ信号の復
調出力が得られるので、アークタンジェントのテーブル
を持つＲＯＭが不要となる。

［実施例］ 以−ド、この発明の実施例を図面にしたがって説明する
。第１図はこの発明の第１の実施例を示している。図に
おいて、（１）は入力アナログ信号信吟をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄコンバータ、（２）は９０°移用器（
３）により生じる信号の〃延時間と同じだけデジタルＦ
Ｍ信号を遅延させる遅延補正器、（３）はＡ／Ｄコンバ
ータ（１）でデジタル化されたＦＭ信号を９０°移相す
る９０°移相器で、以上の構成は第５図のものと同様で
ある。

（７）は遅延補正器（２）の出力を微分する微分器、（
８）は現サンプリング信号に１サンプル周期前のサンプ
リング信号を加算する演算回路、（９）は微分器（７）
の出力をＸ、演算回路（８）の出力をＹとしたとき、こ
れらを入力してＸ／Ｙを演算する除算器、（６）は除算
器（９）より出力されるデジタル信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａコンバータである。

つぎに、第１図の回路の動作を説明する。

Ａ／Ｄコンバータ（１）でデジタル化されたＦＭ信号は
、９０°移相器（３）に入力されて９０°移相される。

一方、上記デジタル信号は遅延補正器（２）にも入力さ
れ、９０６移相器（３）で生じる遅延時間と同じ時間だ
け遅延される。遅延補正器（２）の出力をＰｉ、９０’
移相器（３）からの出力をＰＶとすると、ＰｇとＰＹと
は、同一時刻に量子化された信号とみなすことができる
。すなわち１時刻ｋＴ（Ｔ：サンプリング周期、に：整
数）におけるＰｉ、Ｐｙの値をそれぞれＰｘ（ｋ）　　
、　Ｐ　ｙ　（ｋ）とし、信号Ｐｘの振幅をＡ　、　Ｐ
ｘ（ｋ）の位相項をφ（ｋ）とおくと、 Ｐｇ　（ｋ）　＝Ａｓ　ｉ　ｎφ（ｋ）Ｐｙ（ｋ）＝Ａ
ｃｏｓφ（ｋ） となる。

信号Ｐ！は微分器（７）に入力される。微分器（７）の
構成は、たとえば第２図のようになっている。すなわち
、第２図において、信号Ｐｘが入力されると、遅延器（
ｌＯ）によりｌサンプル周期前のサンプリング信号Ｐ　
ｘ　（ｋ−１）が得られ、減算器（１１）により現サン
プリング信号Ｐｉ（ｋ）と遅延器（１０）の出力である
Ｐ　ｘ　（ｋ−１）との差が出力される。

したがって、微分器（７）の出力又は、Ｘ（ｋ）　＝　
Ｐｘ　（ｋ）　−Ｐｘ　（ｋ−１）＝Ａｓｉｎφ（ｋ）
−Ａｓｉｎφ（ｋ−１）φ（ｋ）　　＋φ（ｋ−１） ＝２Ａｃｏｓ　□ となる。

他方、９０’移相器（３）の出力Ｐ！は、現サンプリン
グ信号に１サンプル周期前のサンプリング信号を加算す
る演算回路（８）に入力される。演算回路（８）の構成
は、たとえば第３図のようになっている。すなわち、第
３図において、信号Ｐ！が入力されると、遅延器（１２
）により１サンプル周期前のサンプリング信号Ｐｙ　（
ｋ−１）が得られ、加算！　（１３）により、現サンプ
リング信号Ｐｙ（ｋ）と遅延器（１２）の出力であるｐ
ｙ　（ｂ−ｔ）との和が出力される。したがって、演算
回路（８）の出力Ｙは、Ｙ　（ｋ）　＝　Ｐ　ｙ　（ｋ
）　＋　Ｐｙ　（ｋ−１）＝Ａｃｏｓφ（ｋ）＋Ａｃｏ
ｓφ（ｋ−１）φ（ｋ）＋φ（ｋ−１） ＝２Ａｃｏｓ□ φ（ｋ）　　−φ（ｋ−１） ＸＣＯ５□ となる。

微分器（７）の出力又と演算回路（８）の出力Ｙとは、
除算器（８）に入力され、除算器（９）によってＸ／Ｙ
が演算される。よって、除算器（９）の出力Ｓ　（ｋ）
は、 Ｙ　（ｋ）　　　　　　　　２ となる。

ところで、一般にαが十分Ｏに近ければ、ｔａｎａ中α であるから、サンプリング周波数を十分高くし、φ（ｋ
）−φ（ｋ−１）を０に近い値にすれば、φ（ｋ）−φ
（ｋ−１） Ｓ　（ｋ）中□ となる、ここで、φ（ｋ）−φ（ｋ−１）は復調成分で
ある。この除算器（９）の出力Ｓ　（ｋ）はＤ／Ａコン
バータ（６）に入力されてアナログ信号に変換され、Ｆ
Ｍ信号を復調した出力が得られる。

以上のようにして、この実施例においては、従来のよう
なアークタンジェントのテーブルを持つＲＯＭの代わり
に、除算器（８）、遅延器（１０）　、　（１２）、減
算器（１１）、および加算器（１３）を用い、サンプリ
ング周波数を十分高くすることによって、近似的にＦＭ
信号の復調出力を得るようにしている。このため、ＲＯ
Ｍが不要となり、装置の小型化、ＩＣ化が容易となる。

第４図はこの発明の第２の実施例を示している。第１図
の第１の実施例では、遅延補正器（２）・　の出力を微
分器（７）に入力し、９０’移相器（３）の出力を演算
回路（８）に入力する構成を示したが、第４図において
は、遅延補正器（２）の出力を演算回路（８）に入力し
、９０’移相器（３）の出力を微分器（７）に入力する
構成としである。この場合には演算回路（８）の出力Ｙ
は、 Ｙ（ｋ）　　＝Ｐｘ　　（ｋ）　　＋Ｐ冨　（ｋ−１）
＝Ａｓｉｎφ（ｋ）＋Ａｓ１ｎφ（ｋ−１）となる、他
力、微分器（７）の出力Ｘは。

Ｘ（ｋ）　＝　Ｐｙ　（ｋ）　−Ｐｙ　（ｋ−１）＝Ａ
ｃｏｓφ（ｋ）−Ａｃｏｓφ（ｋ−１）となる。

したがって、除算器（８）によって−Ｘ／Ｙを演算する
と、除算器（８）の出力Ｓ　（ｋ）は。

Ｙ　（ｋ）　　　　　　　　２ となる。

サンプリング周波数を十分高くし、φ（ｋ）−φ（ｋ−
１）を０に近い値にすれば、前記の場合と同様に、 となる、この除算器（９）の出力Ｓ　（ｋ）をＤ／Ａコ
ンバータ（８）に入力してアナログ信号に変換すれば、
ＦＭ信号を復調した出力が得られる。

なお、上記実施例においては、遅延補正器（２）を設け
ているが、９０°移相器（３）で遅延が生じない場合で
あれば、遅延補正器（２）は不要である。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、アークタンジェント
のテーブルを持つＲＯＭを設けなくても所定の復調出力
が得られるから、ＲＯＭが不要となって装置の小型化、
ＩＣ化が容易に達成できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のＦＭ復調器の第１の実施例を示すブ
ロック回路図、第２図は第１図における微分器のブロッ
ク回路図、第３図は第１図における演算回路のブロック
回路図、第４図はこの発明の第２の実施例を示すブロッ
ク回路図、第５図は従来のＦＭ復調器のブロック回路図
である。 （１）・・・Ａ／Ｄコンバータ、（３）・・・９０°移
相器、（６）・・・Ｄ／Ａコンバータ、（７）・・・微
分器、（８）・・・演算回路、（８）・・・除算器。 なお１図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力アナログＦＭ信号をデジタル信号に変換する
   Ａ／Ｄコンバータと、この変換されたデジタル信号の位
   相を９０°移相する９０°移相器と、上記Ａ／Ｄコンバ
   ータで変換されたデジタル信号または上記９０°移相器
   で９０°移相されたデジタル信号を微分する微分器と、
   現サンプリング信号に１サンプル周期前のサンプリング
   信号を加算する演算回路と、上記微分器と演算回路の出
   力を入力して除算を行う除算器と、この除算器より出力
   されるデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコ
   ンバータとを備えたことを特徴とするＦＭ復調器。