JPS63308451A - Ｆｓｋ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＳＫ信号の零交差点の間隔をカウンタで測定
し、その数値（ＦＳＫ信号の周期の２分の１に対応する
）により原２値信号を復調するカウンタ方式のＦＳＫ復
調回路に関するものでありその目的は変復調回路のＩＣ
Ｉチップ化を可能にすることおよび、復調信号の単点歪
を小さくすることにある。

一般的にデータ通信に用いられる方式の１つにＦＳＫ通
信方式がある。これはディジタル２値信号「１」　「０
」のそれぞれに対して異なった周波数の正弦波を対応さ
せて送受信を行なう、いわゆる周波数変復調方式に属す
もので音響カプラ、低速モデム等に使われている。第１
図に例を示す。

第１図（Ａ）がディジタル２値信号、（Ｂ）が変調信号
である。ＦＳＫ通信方式の復調回路としては従来周波数
弁別方式、ＰＬＬ方式等のアナログ的な手法が採られて
いたが、個別部品の数や調整箇所が多く、小型化、長期
安定性、低価格化が困難であった。これに対して、ＦＳ
Ｋ信号の零交差点の間隔（変調波の周期の２に対応する
）をカウンタで測定し、その値の大小により原２値信号
を復調するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方式に
よる復調回路は大部分がディタル回路であるため、集積
回路化による小型化、特に変調回路をもディジタル回路
で実現することにより、変復調装置のＩＣＩチップ化を
可能とし、またこれに伴ない、信転性の向上、低価格化
、低消費電力化を実現することができる。

しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交差点の変
動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調においては符
号歪が増大したり、さらには復調不能（誤った復調を行
なう）になるといった欠点を有している。これを改善す
る方法としてＮ個のカウンタを用い、それぞれのカウン
タのスタート。

ストップを１零交差点ずつずらし、各カウンタにそれぞ
れ連続したＮ区間の零交差点間隔を測定させるという方
法が考えられる。これはＮ区間の零交差点間隔を測定し
た場合と、１区間の零交差点間隔を測定した場合の零交
差点の変動による誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ倍
の間隔を測定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ比
は当然Ｎ倍になることを用いたものである。

Ｎ個のカウンタを用いることによりノイズレベルの大き
な信号の復調が可能となったが、なおりウンタ方式には
、方式自体に起因する大きな欠点が存在する。それは復
調２値信号の単点歪（後に詳しく説明する）が大きいと
いう点であり、これは復調出力が「０」から「１ｊ、又
は「１」から「０」に変化し得る点がＦＳＫ信号の零交
差点に限られているためである。

本発明は従来のカウント方式による復調回路に遅延補償
回路を付は加え、復調出力の変化点をＦＳＫ信号の零交
差点に限定せず、零交差点より適当な遅延をかけた後、
復調出力を変化させるようにして、単点歪、を小さくす
る方法、および回路を提供するものである。

以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行なう。まず
カウンタ方式について説明する。第３図は一般的なカウ
ンタ方式〇ＦＳＫ復調装置のブロック図であり、第４図
は第３図の中の復調回路５の部分をさらに詳しく説明し
た図である。第２図に第３図および第４図の各点の信号
波形を示す。

第２図（Ａ、）が原２値信号でありこれが送信側でＦＳ
Ｋ変調され、回線を通して送られる。受信ＦＳＫ信号６
は受信アンプ１で振幅がクリップレベルを越えない範囲
で増幅された後バンドバスフイルタ２でＦＳＫ信号の変
調周波数帯域のみ選択され、オペアンプ等の飽和を避け
るためリミッタ３により振幅制限されコンパレータ４に
よりディジタル２値信号８に変換される。バンドパスフ
ィルタ２の出カフおよびコンパレータ４の出力８の波形
は第２図（Ｂ）（Ｃ）のようになる。コンパレータ出力
８は復調回路５で復調され復調信号９（第２図（Ｅ））
が得られる。復調回路５を第４図でさらに詳しく説明す
ると、コンパレーク出力８は制御回路１１の中の微分回
路で微分され第２図（Ｄ）の零交差信号に変換される。

この零交差信号はバンドパスフィルタ出カフ（第２図（
Ｂ））がレベルＯを交差したときに発生し、したがって
、この零交差信号の間隔を測定することにより変調波形
の周波数が求められ、その数値より原２値信号が「１」
であるか「０」であるか判定できる。

この零交差間隔を測定するのが零交差カウンタ１２であ
る。復調出力判定回路１３には２種類のＦＳＫ変調波の
周波数の中間周波数の量器の２分の１に対応した値（以
下スレシボールド周期と呼ぶことにする。実際のスレシ
ホールドはフィルタや回線の影響なども考えて実験的に
定める）がセットされており、カウンタ１２の出力１８
とスレシホールド周期との大小関係により判定回路１３
はｒｌ」　ｒＯＪを判定し、復調出力１９は復調出力Ｆ
Ｆ１４に取り込まれ、次の零交差間隔が測定されるまで
保持される。すなわち復調回路の出力９は零交差間隔測
定中は一定値を保ち零交差点においてのみ変化し得るわ
けである。カウンタのクロック１６はクロック発生回路
１０より得られ、この信号は又制御回路１１にも導びか
れ、制御信号はクロック信号に同期している。カウンタ
の測定を開始するためのリセット信号１７及び測定した
カウント値より得られた復調信号をＦＦ１４に取り込む
ためのラッチ信号１５はコンパレータ出力８の微分信号
（第２図（Ｄ））をもとに作られている。

以上のようにカウンタ方式はディジタル処理により復調
を行なうため、ＩＣ化が容易であり、無調整化され長期
的な変動も生じない。しかじカランタ方式はノイズによ
る零交差点の変動に敏感であり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号
の復調が困難であるという欠点を有している。例えば第
２図の（Ｄ）の中の零交差点の１つＵ点がノイズで右に
ｄｔずれたとすると、Ｔ２０はＴ２０＋ｄ　ｔに、Ｔ２
１は２ｌ−ｄｔになり、ｄｔの大きさによってはＴ２０
−ｄｔがスレシホールド周期より小さくなり、第２図（
Ｆ）のような誤った復調が行われることがある。これを
解決する方法として零交差間隔測定カウンタを８個（Ｎ
２２）用いる方法があり、例えばＮ＝４とすると、第４
図は第５図のように改良される。１１２，１１３，１１
４，１１５はすべて同一の零交差間隔測定カウンタであ
るが、零交差間隔４区間を測定する点がカウンタ１２と
異なり、又各カウンタはそれぞれ１零交差点ずつ遅れて
測定を開始する。すなわち第２図（Ｄ）において、カウ
ンタ１１２はａ点より、１１３はｂ点より、１１４は０
点より、１１４はｄ点より、測定を開始し、４区間測定
する。（カウンタ１１２はＣＮＴ１と記した間隔を測定
し、１１３ばＣＮＴ２．１１４はＣＮＴ３．１１５はＣ
ＮＴ４の区間をそれぞれ測定する。）１１６はマルチプ
レクサであり、４つのカウンタの出力１２２〜１２５の
中の測定が完了したカウンタの出力を順次選択している
。カウンタの測定開始及びカラタン出力の選択は制御回
路１１１より出されるリセット信号１１７〜１２０と選
択信号１２１により制御される。第２図（Ｄ）のＵ点が
右にｄｔずれた先はどの例を再び取り上げる。第５図で
は各カウンタはそれぞれ零交差間隔４区間の平均を測定
していると考えられるので、ｄｔの変動に対し、測定　
　　　′イ直は（Ｔ１６＋Ｔ１７＋Ｔ１Ｂ＋Ｔ１９）／
４→（Ｔ１７＋Ｔ１８＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋ｄｔ）／４→
（Ｔ１８＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋Ｔ２１）／４→（Ｔ１９＋
Ｔ２０＋Ｔ２１−１−Ｔ２２）／４→（Ｔ２０＋Ｔ２１
＋Ｔ２２＋Ｔ２３）／４→（Ｔ２１．−ｄ　ｔ＋Ｔ２２
＋Ｔ２３＋Ｔ２４）／４となり、誤差はｄ　ｔ／４に減
少する。すなわち、第４図の回路に比べてＳ／Ｎ比が４
倍向上する。一般にカウンタをＮ個用いればＳ／Ｎ比は
Ｎ倍向」ニすることになり、カウンタ方式のノイズに対
する弱点は上記の方法により解消される。

しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体に起因す
る大きな欠点が存在する。それは復調出力が変化し得る
のが零交差点に限られているため単点束が大きくなると
いう欠点である。第６図でこれを説明する。なお説明に
おいては零交差間隔測定カウンタは１個の場合を考える
。単点束に関してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個の
カウンタを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図（Ａ）を送信側の原２値信号と
する。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとすると原２
値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂとなる。第６図
（Ｂ）は原２値信号（Ａ）が変調され回線を通して受信
されたＦＳＫ信号であり、（Ｃ）はその零交差点信号で
ある。第２図（Ｄ）は零交差間隔の値とスレシホールド
周期との大小の比較によって得られた復調信号であり、
原２値信号のＴの部分にＴｅが対応する。零交差点すか
らＣまでの時間Ｔ２はスレシホール周期より小さくＴ２
に対する復調出力としてＣ点でＯを出力する。同様にＴ
３に対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に対
する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する復調出力
０をｉ点で出力する。このように復調出力の変化が零交
差点に限定されているため、原２値信号の変化点から復
調出力の変化点までの遅延時間が一定でなく復調出力の
１ビツトの時間長が変化してしまう。第６図の例ではＯ
から１への変化点Ｘに対し、復調出力はΔＸ遅れてｄ点
で変化し１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ
遅れてｉ点で変化し、Ｔｅ−Ｔ＋（Δｙ−ΔＸ）となる
。Ｔｅの最大値、最小値をＴｅｍａｘ−Ｔｅｍｉｎとし
たとき、（Ｔｅｍａｘ−Ｔ）／Ｔ、および（Ｔｅｍｉｎ
　−Ｔ　）　／　Ｔを単点束とよぶが、この単点束が大
きいという点がカウンタ方式のもう１つの欠点であった
。

上記の単点束を小さく押えるのが本発明による復調回路
であり、その回路図を第７図に示す。本発明の原理は簡
単に述べると復調出力に遅延をかけるための遅延補償回
路を設は原２値信号の変化点から復調出力の変化点まで
の遅延時間のバラツキを小さくすることにより、第６図
の（△ｙ−△Ｘ）を０に近づけ単点束を小さくするとい
う方法である。第６図（Ｅ）が本発明による復調回路の
遅延のかけられた理想的な復調出力である。原２値信号
の変化点から復調出力の変化点までの一定遅延量りは第
６図（Ｄ）のあらゆる場合のΔＸ（△ｙ）の最大値とし
て定められる。各零交差点においては１点前の零交差点
からの零交差間隔が測定され、スレシホールド周期との
大小関係の比較により復調信号が得られるが、この復調
信号が１点前の零交差点からの零交差間隔が測定され、
スレシホールド周期との大小関係の比較により復調信号
が得られるが、この復調信号が１点前の零交差点におけ
る出力と異なる場合には、すなわちＯから１又は１から
Ｏと変化する場合には、復調信号は零交差点においてす
ぐに出力されるのではなく、適当な遅延がかけられた後
出力される↓復調信号の反転する零交差点、例えばｄ点
においてかけられる遅延量は原２値信号の変化点Ｘを予
測し、Ｘからｄまでの遅延時間△Ｘを一定遅延量りより
差し引いた値（Ｄ−△Ｘ）として求められる。原２値信
号の変化予測点Ｘからｄ点までの時間ΔＸはＸからＣ点
までの時間△ｘｃと”Ｃ点からｄ点までの時間△ｃｄの
和であり、△Ｘ＝△ＸＣ十ΔＣここで△ｃｄ＝Ｔ３であ
り、又△ｘｃはＴ２とＴ３の値および回線バンドパスフ
ィルタの特性等により定まる。従って回線、バンドパス
フィルタ等の特性を実験で測定しておけば、Ｔ２および
Ｔ３の値からΔＸが求められ、補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−△
Ｘとなる。

以上述べた原理によるＦＳＫ復調回路が第７図である。

制御回路１１１、零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５、マルチプレクサ１１６は第５図と同じである。２０
１，２１２はレジスタであり、そのクロック１５は零交
差信号より得られる。

従って２０１は現時点の零交差点における零交差間隔測
定値を格納し、２０２は１点前の零交差点における測定
値を格納している。１３は復調出力判定回路で、レジス
タ２０］の出力から復調信号１９を作り出し、復調信号
］９は復調出力ＦＦＩ４のＤ入力端子に導びかれている
。復調信号１９力月点前の復調出力と異なる場合には復
調信号はずくにはＦＦ１４に取り込まれず、２０１，２
０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から定まる遅
延時間だけ遅延補償回路２０３で遅延させられた後、ラ
ッチパルス２０６によりＦＦ１４に取り込まれる。遅延
補償回路２０３はレジスタ出力２０４．２０５を入力と
し、遅延時間を出力とするＲＯＭを用いると簡単に構成
できる。

以上のように復調信号に適当な遅延をかけて出力するこ
とにより、第７図のＦＳＫ復調回路は単点歪の非常に小
さな復調出力を得ることができる。

第８図は第７図の零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５をプリセッタブルカウンタ３０２〜３０５で置き換え
、スレシボールド周期の２の補数を格納したメモリ３０
１の出力値をカウンタ３０２〜３０５のそれぞれの測定
開始時にプリセットするようにした復調回路であり、そ
の利点は、１、スレシホールド周期格納メモリの数値を
多少変化させつつ復調出力をテストすることにより、最
適なスレシホールド周期を簡単に求められる。

２、スレシボールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償
回路２０３の中の遅延量を格納してメモリの内容を変え
るだけで他の部分はそのままで任意の周波数のＦＳＫ信
号に対する復調回路が構成できる。

３、カウンタ３０２〜３０５の出力は零交差間隔とスレ
シボールド周期との差分であるためレジスタ２０１，２
０２のビット数は少なく、従って遅延補償回路２０３の
中の遅延量格納メモリも小さくてすむ。又レジスタ２０
３のＭ　Ｓ　Ｂ　（ｍｏｓｔ　ｓｏｇｎｉｆｉｃａｎｔ
　ｂｉｔ）が復調信号であるため、復調出力判定回路１
３は実際には不要となる。以上の３点である。

第９図は第８図のＮ個のプリセッタブルカウンタを１個
のプリセッタブルカウンタ３０２とＮ個のレジスタ４０
２〜４０５と加算器４０６及び累算レジスタ４０７で置
きかえることによりハードウェア量を小さくしたもので
ある。カウンタ３０２は零交差点ごとに１区間の零交差
間隔を測定し、測定結果をセレクタ４０１を通してレジ
スタ４０２へ格納する。その時レジスタ４０２以下の内
容も同時に下のレジスタにシフトされる。次に累算レジ
スタをクリアしレジスタ４０２から４０５を一巡シフト
しつつ、加算器４０６を通して累算レジスタ４０７にこ
れらの総和を格納することによりＮ区間の測定と同等に
なり第８図のセレクタ１１６の出力と同一の値を累算レ
ジスタ４０７の出力に得ることができる。レジスタ４０
２〜４０５は零交差間隔とスレシボールド周期との差分
を格納するレジスタであり、カウンタ３０２に比べてビ
ット数も少なく、第９図の回路は第８図の回路よりハー
ドウェア量が少なくてすむ。

又本発明におけるＦＳＫ復調回路、第８図、第９図にお
いて、スレシボールド周期格納メモリ３０１及び遅延補
償回路２０３内の遅延量格納メモリをＦ　ＲＯＭ　（ｐ
ｒｏにｒａｍａｂｌｅｒｅａｄ　ｏｎｌｙ　ｍｅｍｏｒ
ｙ）で構成することにより、汎用ＦＳＫ復調回路が構成
できる。これは特に本発明によるＦＳＫ復調回路を１チ
ツプＩＣ化した場合有効であり、ＰＲＯＭ部の書き換え
により、１個のＩＣを任意の周波数のＦＳＫ復調回路と
して用いることができる。

さらに又、上記のメモリをＲＡ　Ｍ　（Ｒａｎｄｏｍ　
ａｃｃｅｓｓ　ｍａｍｏｒｙ）で構成し、ＲＡＭの内容
を決定するための最適数値決定回路を設け、ＦＳＫ信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形から最適
数値決定回路により、ＲＡＭに格納すべき数値を決定し
、格納する機構を設けることにより、完全な汎用ＦＳＫ
復調回路が構成でき、■チップＩＣ化に特に有効である
。テスト波形からは使用周波数のほかに回線の特性など
も測定することにより、スレシホールド周期および遅延
量がその時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）（Ｂ）は原２値信号とＦＳＫ信号の関係を
表わす図である。 第２図は（Ａ）〜（Ｆ）はＦＳＫ信号の復調例、および
復調回路の各部の波形を示した図である。 第３図はカウント方式によるＦＳＫ復調装置のブロック
図である。 第４図は第３図の復調装置の中の復調回路５の部分の従
来の回路構成図である。 第５図はノイズに対する対策を施したＦＳＫ復である。 第７図本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図である
。 第８図は本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図であ
る。 第９図は本発明によるＦＳＫ復調回路のブロック図であ
る。 １・・受信アンプ ２・・バンドパスフィルタ ３・・リミッタ ４・・コンパレータ ５・・復調回路 １０・・クロック発生回路 １１・・制御回路 １２・・零交差間隔測定力６ンタ １３・・復調出力判定回路 １４・・復調出力ＦＦ １１１・・制御回路 １１２〜１１５・・零交差間隔測定カウンタ１１６・・
マルチプレクサ ２０１・・新雪交差間隔格納レジスタ ２０２・・旧零交差間隔格納レジスタ ２０３・・遅延補償回路 ３０１・・スレシホールド周期格納メモリ３０２〜３０
５・・零交差間隔測定ブリセッタブルカウンク ４０１・・セレクタ ４０２〜４０５・・零交差間隔格納レジスタ４０６・・
加算器 ４０７・・累算レジスタ（アキュムレータ）以上 手続補正書（自発） １．事件の表示 ２、発明の名称 ＦＳＫ復調回路 ３、補正する者 事件との関係　　出願人 東京都新宿区西新宿２丁目４番１号 （２３６）セイコーエプソン株式会社 代表取締役　　中　村　恒　也 ４、代理人 （１）明細書を別紙の如く全文補正する。 明細書 １、発明の名称 ＦＳＫ復調回路 ２、特許請求の範囲 ｇレジスタの出力と前記零交差間隔格納しンノ、３、発
明の詳細な説明 本発明はＦＳＫ信号の零交差点の間隔をカウンタで測定
し、その数値（ＦＳＫ信号の周期の２分の１に対応する
）により原２値信号を復調するカウンタ方式〇ＦＳＫ復
調回路に関するものでありその目的は変復調回路のＩＣ
Ｉチップ化を可能にすることおよび、ＦＳＫ信号から復
調するときのＳ／Ｎ比を向上し、高精度な復調をするこ
とにある。 一般的にデータ通信に用いられる方式の１つにＦＳＫ通
信方弐がある。これはディジタル２値信号ｒ１．　　「
ＯＪのそれぞれに対して異なった周波数の正弦波を対応
させて送受信を行な・う、いわゆる周波数変復調方式に
属すもので音響カプラ、低速モデム等に使われている。 第１図に例を示す。 第１図（Ａ）がディジタル２値信号、（Ｂ）が変調信号
である。ＦＳＫ通信方弐０復調回路としては従来周波数
弁別方式、ＰＬＩ、方式等のアナログ的な手法が採られ
ていたが、個別部品の数や調整箇所が多く、小型化、長
期安定性、低価格化が困難であった。これに対して、Ｆ
　Ｓ　Ｋ信号の零交差点の間隔（変調波の周期の２に対
応する）をカウンタで測定し、その値の大小により原２
値信号を復調するカウンタ方式が考えられた。カウンタ
方式による復調回路は大部分がディタル回路であるため
、集積回路化による小型化、特に変調回路をもディジタ
ル回路で実現することにより、変復調装置のＩＣＩチッ
プ化を可能とし、またこれに伴ない、信頼性の向」二、
低価格化、低消費電力化を実現することができる。 しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交差点の変
動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調においては符
号歪が増大したり、さらには復調不能（誤った復調を行
なう）になるといった欠点を有している。これを改善す
る方法としてＮ個のカウンタを用い、それぞれのカウン
タのスタートストップを１零交差点ずつずらし、各カウ
ンタにそれぞれ連続したＮ区間の零交差点間隔を測定さ
せるという方法が考えられる。こればＮ区間の零交差点
間隔を測定した場合と、１区間の零交差点間隔を測定し
た場合の零交差点の変動による誤差の絶対量は同じであ
るため、Ｎ倍の間隔を測定した場合測定値がＮ倍になる
のでＳ／Ｎ比は当然Ｎ倍になることを用いたものである
。 本発明は、ハードウェア量を少なくした回路構成によっ
てＮ区間の零交差点間隔を測定することにより、ノイズ
レベルの大きな信号の復調を可能とするＦＳＫ復調回路
を提供するものである。 以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行なう。ます
カウンタ方式について説明する。第３図は一般的なカウ
ンタ方式のＦＳＫ復調装置のプロ・ツク図であり、第４
図は第３図の中の復調回路５の部分をさらに詳しく説明
した図である。第２図に第３図および第４図の各点の信
号波形を示す。 第２図（Ａ）が原２値信号でありこれが送信側でＦＳＫ
変調され、回線を通して送られる。受信ＦＳＫ信号６は
受信アンプ１で振幅がクリップレベルを越えない範囲で
増幅された後バンドバスフィルタ２でＦＳＫ信号の変調
周波数帯域のめ選択され、オペアンプ等の飽和を避ける
ためリミッタ３により振幅制限されコンパレータ４によ
りディジタル２値信号８に変換される。バンドバスフィ
ルタ２の出カフおよびコンパレータ４の出力８の波形は
第２図（Ｂ）（Ｃ）のようになる。コンパレータ出力８
は復調回路５で復調され復調信月９（第２図（Ｅ））が
得られる。復調回路５を第４図でさらに詳しく説明する
と、コンパレータ出力８は制御回路１１の中の微分回路
で微分され第２図（Ｄ）の零交差信号に変換される。こ
の零交差信号はバンドバスフィルタ出カフ（第２図（＋
３））がレベルＯを交差したときに発生し、したかって
、この零交差信号の間隔を測定することにより変調波形
の周波数が求められ、その数値より原２値信号がｒｌＪ
であるかｒＱ、であるか判定できる。この零交差間隔を
測定するのが零交差カウンタ１２である。復調出力判定
回路１３には２種類のＦＳＫ変調波の周波数の中間周波
数の同期の２分の１に対応した値（以下スレシホールド
周期と呼ぶことにする。実際のスレシホールドはフィル
タや回線の影響なども考えて実験的に定める）がセット
されており、カウンタ１２の出力１８とスレシホールド
周期との大小関係により判定回路１３はｒｌＪ　　ｒ□
、を判定し、復調出力１９は復調出力ＦＦ１４に取り込
まれ、次の零交差間隔が測定されるまで保持される。す
なわち復調回路の出力９は零交差間隔測定中は一定値を
保ち零交差点においてのみ変化し得るわけである。カウ
ンタのクロック１６はクロック発生回路１０より得られ
、この信号は又制御回路１１にも導びかれ、制御信号は
クロック信号に同期している。カウンタの測定を開始す
るためのリセット信号Ｉ７及び測定したカウント値より
得られた復調信号をＦＦ１４に取り込むためのラッチ信
号１５はコンパレータ出力８の微分信号（第２図（Ｄ）
）をもとに作られている。 以上のようにカウンタ方式はディジタル処理により復調
を行なうため、ＩＣ化が容易であり、無調整化され長期
的な変動も生じない。しかしカウンタ方式はノイズによ
る零交差点の変動に敏感であり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号
の復調が困難であるという欠点を有している。例えば第
２図の（Ｄ）の中の零交差点の１つＵ点がノイズで右に
ｄｔずれたとすると、Ｔ２０はＴ２０＋ｄｔに、Ｔ２１
は２ｌ−ｄｔになり、ｄｔの大きさによってはＴ２０−
ｄｔがスレシホールド周期より小さくなり、第２図（Ｆ
）のような誤った復調が行われることがある。これを解
決する方法として零交差間隔測定カウンタをＮ個（Ｎ２
２）用いる方法があり、例えばＮ＝４とすると、第４図
は第５図のように改良される。１１２，１１３，１１４
，１１５はすべて同一の零交差間隔測定カウンタである
が、零交差間隔４区間を測定する点がカウンタＩ２と異
なり、又各カウンタはそれぞれ１零交差点ずつ遅れて測
定を開始する。すなわち第２図（Ｄ）において、カウン
タ１１２は８点より−、１１３はｂ点より、１１４はＣ
点より、１１４はｄ点より、測定を開始し、４区間測定
する。（カウンタ１１２はＣＮＴ１と記した間隔を測定
し、１１３はＣＮＴ２．１１４はＣＮＴ３．１１５はＣ
ＮＴ４の区間をそれぞれ測定する。）１１６はマルチプ
レクサであり、４つのカウンタの出力１２２〜１２５の
中の測定が完了したカウンタの出力を順次選択している
。カウンタの測定開始及びカラタン出力の選択は制御回
路１１１より出されるリセット信号１１７〜１２０と選
択信号１２１により制御される。第２図（Ｄ）のＵ点が
右にｄｔずれた先はどの例を再び取り上げる。第５図で
は各カウンタはそれぞれ零交差間隔４区間の平均を測定
していると考えられるので、ｄｔの変動に対し、測定値
は（Ｔ１６＋Ｔ１７＋Ｔ１Ｂ＋Ｔ１９）／４→（Ｔ１７
＋Ｔ１Ｂ＋Ｔ１９＋Ｔ２０＋ｄｔ）／４→（Ｔｌ　Ｂ＋
７１９＋Ｔ２０＋Ｔ２１）／４→（Ｔ１９＋Ｔ２ｏ＋Ｔ
２１＋Ｔ２２）／４→（Ｔ２０＋Ｔ２１＋７２２＋Ｔ２
３）／４→（Ｔ２１−ｄｔ＋Ｔ２２＋Ｔ２３−１−Ｔ２
４）／４となり、誤差はｄｔ／４に減少する。すなわち
、第４図の回路に比べてＳ／Ｎ比が４倍向上する。一般
にカウンタをＮ個用いればＳ／Ｎ比はＮ倍向上すること
になり、カウンタ方式のノイズに対する弱点は上記の方
法により解消される。 しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体に起因す
る大きな欠点が存在する。それは復調出力が変化し得る
のが零交差点に限られているため単点子が大きくなると
いう欠点である。第６図でこれを説明する。なお説明に
おいては零交差間隔測定カウンタは１個の場合を考える
。単点子に関してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個の
カウンタを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図（Ａ）を送信側の原２（ｉ信号
とする。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとすると原
２値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂとなる。第６
図（Ｂ）は原２値信号（Ａ）が変調され回線を通して受
信されたＦＳＫ信号であり、（Ｃ）はその零交差点信号
である。第２図（Ｄ）は零交差間隔の値とスレシホール
ド周期との大小の比較によって得られた復調信号であり
、原２値信号のＴの部分にＴｅが対応する。零交差点す
からＣまでの時間Ｔ２はスレシホール周期より小さくＴ
２に対する復調出力としてＣ点でＯを出力する。同様に
Ｔ３に対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に
対する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する復調出
力Ｏをｉ点で出力する。このように復調出力の変化が零
交差点に限定されているため、原２値信号の変化点から
復調出力の変化点までの遅延時間が一定でなく復調出力
の１ビツトの時間長が変化してしまう。第６図の例では
０から１への変化点Ｘに対し、復調出力は△χ遅れてｄ
点で変化し１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△
ｙ遅れて１点で変化し、Ｔｅ＝Ｔ＋（△ｙ−△Ｘ）とな
る。Ｔｅの最大値、最小値をＴｅｍａｘ−Ｔｅｍｉｎと
したとき、（Ｔｅｍａｘ−Ｔ）　／Ｔ、および（Ｔｅｍ
ｉｎ　−Ｔ　）　／　Ｔを単点部とよふが、この単点部
が大きいという点がカウンタ方式のもう１つの欠点であ
った。 第７図は第６図の構成例におりノる問題を更に改良した
構成例である。復調出力に遅延をかけるための遅延補償
回路を設け、原２値信号の変化点から復調出力の変化点
までの遅延時間のバラツキを小さくすることにより、第
６図の（△ｙ−△Ｘ）を０に近づけ単点部を小さくする
という方法であり、第６図（Ｅ）が遅延のかけられた理
想的な復調出力である。原２値信号の変化点から復調出
力の変化点までの一定遅延量りは第６図（１つ）のあら
ゆる場合の△Ｘ（△ｙ）の最大値として定められる。各
零交差点においては１点前の零交差点からの零交差間隔
が測定され、スレシホールド周期との大小関係の比較に
より復調信号が得られるが、この復調信号が１点前の零
交差点からの零交差間隔が測定され、スレシホールド周
期との大小関係の比較により復調信号が得られるが、こ
の復調信号が１点前の零交差点におレノる出力と異なる
場合には、すなわちＯから１又は１からＯと変化する場
合には、復調信号は零交差点においてすくに出力される
のではなく、適当な遅延がかけられた後出力される。復
調信号の反転する零交差点、例えばｄ点においてかけら
れる遅延量ば原２稙信号の変化点Ｘを予測し、Ｘからｄ
までの遅延時間△Ｘを一定遅延量りより差し引いた値（
Ｄ−△Ｘ）として求められる。原２値信号の変化予測点
Ｘからｄ点までの時間△ＸはＸからＣ点までの時間△ｘ
ｃとＣ点からｄ点までの時間△ｃｄの和であり、△Ｘ−
△ＸＣ十△ｃｄ０ ここで△ｃｄ＝Ｔ３であり、又△ＸＣはＴ２とＴ３の値
および回線バンドハスフィルタの特性等により定まる。 従って回線、バンドパスフィルタ等の特性を実験で測定
しておげば、Ｔ２およびＴ３の値から△Ｘが求められ、
補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−△Ｘとなる。 以上述べた原理によるＦＳＫ復調回路が第７図である。 制御回路１１１、零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５、マルチプレクサ１１６は第５図と同じである。２０
１，２１２はレジスタであり、そのクロンク１５は零交
差信号より得られる。 従って２０１は現時点の零交差点における零交差間隔測
定値を格納し、２０２は１点前の零交差点における測定
値を格納している。１３は復調出力判定回路で、レジス
タ２０１の出力から復調信号１９を作り出し、復調信号
１９は復調出力ＦＦＩ４のＤ入力端子に導びかれている
。復調信号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復
調信号はずくにはＦＦ１４に取り込まれず、２０１，２
０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から定まる遅
延時間だｉｊ遅延補償回路２０３で遅延させられた後、
ラッチパルス２０６によりＦＦ１４に取り込まれる。遅
延補償回路２０３はレジスタ出力２０４．２０５を入力
とし、遅延時間を出力とするＲＯＭを用いると簡単に構
成できる。 以上のように復調信号に適当な遅延をかけて出力するこ
とにより、第７図のＦＳＫ復調回路は単点部の非常に小
さな復調出力を得ることができる。 第８図は第７図の零交差間隔測定カウンタ１１２〜１１
５をプリセッタブルカウンタ３０２〜３０５で置き換え
、スレシホールド周期の２の補数を格納したメモリ３０
１の出力値をカウンタ３０２〜３０５のそれぞれの測定
開始時にプリセットするようにした復調回路であり、そ
の利点は、１、スレシホールド周期格納メモリの数値を
多少変化させつつ復調出力をテストすることにより、最
適なスレシホールド周期を簡単に求められる。 ２、スレシホールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償
回路２０３の中の遅延量を格納してメモリの内容を変え
るだけで他の部分はそのままで任意の周波数のＦＳＫ信
号に対する復調回路が構成できる。 ３、カウンタ３０２〜３０５の出力は零交差間隔とスレ
シホールド周期との差分であるためレジスタ２０１，２
０２のビット数は少なく、従って遅延補償回路２０３の
中の遅延量格納メモリも小さくてすむ。又レジスタ２０
３のＭ　Ｓ　Ｂ　（ｍｏｓｔ　ｓｏｇｎｉｆｉｃａｎｔ
　ｂｉｔ）が復調信号であるため、復調出力判定回路１
３は実際には不要となる。以上の３点である。 本発明は、このような第８図の構成例を更に改良し、ハ
ードウェア量を小さくしたものであり、第９図に本発明
のＦＳＫ復調回路の実施例を示す。 第９図は第８図のＮ個のプリセッタブルカウンタを１個
のプリセッタブルカウンタ３０２とＮ個のレジスタ４０
２〜４０５と加算器４０６及び累算レジスタ４０７で置
き換えることによりノー−ドウエア量を小さくしている
。第８図のＮ個のプリセッタブルカウンタは各々がＮ区
間の零交差間隔を測定していたが、第９図ではカウンタ
３０２が零交差点ごとにメモリ３０１からスレシホール
ド周期の２の補数を測定開始時にプリセットされて、零
交差点ごとに１区間の零交差間隔を測定している。この
スレシホールド周期はカウンタの測定値から２値信号を
判定する際の判定基準値となる。 測定結果はセレクタ４０１を通してレジスタ４０２へ格
納される。その時レジスタ４０２以下の内容も同時に下
のレジスタにシフトされる。次に累算レジスタはクリア
され、レフトレジスタ４０２〜４０５の内容がセレクタ
４０１を介して一巡シフトされる。すると、１／ジスタ
４０５と累算レジスタ４０７の出力を加算器が順次加算
していき、レジスタ４０２〜４０５の内容が一巡シフト
された後にこれらの総和が格納されることとなる。従っ
て、零交差点ごとにレジスタ４０２〜４０５の内容は一
巡シフトされて累算レジスタ４０７にはＮ区間の零交差
間隔の測定値が格納されるため、第８図のセレクタ１１
６の出力と同一の値を累算レジスタ４０７の出力に得る
ことができる。メモリ３０１が格納するスレシホールド
周期はカウンタの測定値から２値信号を判定する際の判
定基準値であり、その２の補数は判定基準値をＡとした
場合の−Ａに相当するものであるため、レジスタ４０２
〜４０５が格納する測定結果は零交差間隔の測定値から
判定基準値を差し引いた差分の値であり、カウンタ３０
２に比べてビット数も少なく、第９図の回路は第８図の
回路よりハードウェア量が少なくてすむ。尚、４１０は
カウンタ３０２のためのクロックであり、４１１は零交
差点ごとにメモリ３０１の値をプリセットさせる信号で
あり、４１２はカウンタ３０２の出力とレジスタ４０５
の出力を選択的に通過させるためにセレクタ４０１に供
給される選択信号であり、４１３はレジスタ４０２〜４
０５の内容を一巡シフトさせると共にレジスタ４０７に
その内容を累算させるためのシフトクロックであり、４
１４は累算させる前にレジスタ４０７をクリアするリセ
ット信号である。 又本発明における第９図のＦＳＫ復調回路において、ス
レシホールド周期格納メモリ３０１及び遅延補償回路２
０３内の遅延量格納メモリをＰＲＯＭ　（ｐｒｏｇｒａ
ｍａｂｌｅｒｅａｄ　ｏｎｌｙ　ｍｅｍｏｒｙ）で構成
することにより、汎用ＦＳＫ復調回路が構成できる。 これは特に本発明によるＦＳＫ復調回路を１チツプＩＣ
化した場合有効であり、ＰＲＯＭ部の書き換えにより、
１個のＩＣを任意の周波数のＦＳＫ復調回路として用い
ることができる。 さらに又、上記のメモリをＲＡ　Ｍ　（Ｒａｎｄｏｍ　
ａｃｃｅｓｓ　ｍａｍｏｒｙ）で構成し、ＲＡＭの内容
を決定するための最適数値決定回路を設け、ＦＳＫ信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形から最適
数値決定回路により、ＲＡＭに格納すべき数値を決定し
、格納する機構を設けることにより、完全な汎用ＦＳＫ
復調回路が構成でき、１チツプＩＣ化に特に有効である
。テスト波形からは使用周波数のほかに回線の特性など
も測定することにより、スレシホールド周期および遅延
量がその時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。 ４、図面の簡単な説明 第１図（Ａ）（Ｂ）は原２値信号とＦＳＫ信号の関係を
表わす図である。 第２回は（Ａ）〜（Ｆ）はＦＳＫ信号の復調例、および
復調回路の各部の波形を示した図である。 第３図はカウント方式によるＦ　Ｓ　Ｋ復調装置のブロ
ック図である。 第４図は第３図の復調装置の中の復調回路５の部分の従
来の回路構成図である。 第５図はノイズに対する対策を施したＦＳＫ復調回路の
構成図である。 第６図（Ａ）〜（Ｂ）は本発明のＦ　Ｓ　Ｋ復調回路に
おいて単点中を小とするための原理を説明するだめの図
である。 第７図は単点中を小としたＦＳＫ復調回路の構成例を示
す図である。 第８図は単点中を小としたＦ　Ｓ　Ｋ復調回路の他の構
成例を示す図である。 第９図は本発明によるＦ　Ｓ　Ｋ復調回路の実施例を示
す図である。 １・・受信アンプ ２・・バンドパスフィルタ ３・・リミッタ ４・　・コンパレーク ５・・復調回路 １０・・クロンク発生回路 １１・・制御回路 １２・・零交差間隔測定カウンタ １３・・復調出力判定回路 ］４・・復調出力ＦＦ １１１・・制御回路 １１２〜１１５・・零交差間隔測定カウンタ１１６・・
マルチプレクサ ２０１・・新雪交差間隔格納レジスタ ２０２・・旧零交差間隔格納レジスタ ２０３・・遅延補償回路 ３０１・・スレシホールド周期格納メモリ３０２〜３０
５・・零交差間隔測定ブリセンクブルカウンタ ４０１・・セレクタ ４０２〜４０５・・零交差間隔格納レジスタ４０Ｇ・・
加算器 ４０７・・累算レジスタ（アキュムレータ）以上

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）２値信号に対応して変調された異なる２種類の周
   波数波形の系列より成るＦＳＫ信号より、零交差点（ゼ
   ロクロスポイント）を検出し、各零交差点の間隔をカウ
   ンタにより測定し、前記零交差点間隔と前記の２種類の
   周波数より定まるスレンホールド周期との大小関係の比
   較により、前記ＦＳＫ信号の原２値信号を復調するＦＳ
   Ｋ復調回路において、復調２値信号の変化点に対応した
   零交差点の間隔の値から原２値信号の変化点を予測し、
   前記により予測された原２値信号変化点より、復調２値
   信号出力変化点までの遅延時間を補正するために復調２
   値信号に遅延をかける遅延補償回路を有することを特徴
   とするＦＳＫ復調回路。
2. （２）原２値信号の変化点を、復調２値信号の変化点に
   対応した零交差点の前後の零交差点間隔の値から予測す
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ
   復調回路。
3. （３）零交差点間隔測定カウンタとしてＮ個のプリセッ
   タブルカウンタを用い、測定開始時に前記プリセッタブ
   ルカウンタにスレシホールド周期の２の補数をプリセッ
   トすることを特徴とする特許請求の範囲第１項及び第２
   項記載のＦＳＫ復調回路。
4. （４）零交差点間隔測定カウンタとして、１個のプリセ
   ッタブルカウンタとＮ個のレジスタ、１個の加算器およ
   び１個の累算レジスタを用い、測定開始時に前記プリセ
   ッタブルカウンタにスレシホールド周期の２の補数をプ
   リセットし、測定結果を前記のＮ個のレジスタへ、Ｎ個
   のレジスタの和を前記加算器を通して前記累積レジスタ
   へ格納することを特徴とする特許請求の範囲第１項及び
   第２項記載のＦＳＫ復調回路。
5. （５）スレシホールド周期の２の補数および遅延補償回
   路の遅延量の格納に書込み消去可能読み出し専用メモリ
   （ＰＲＯＭ、Ｐｒｏｇｒａｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎ
   ｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）を用いることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項、第２項、第３項および第４項記載のＦ
   ＳＫ復調回路。
6. （６）スレシホールド周期の２の補数および遅延補償回
   路の遅延量の格納のためのランダムアクセスメモリ（Ｒ
   ＡＭ）、前記ＲＡＭの内容を決定するための最適数値決
   定回路を有し、ＦＳＫ信号の受信の前にテスト波形を受
   信し、前記最適数値決定回路で前記ＲＡＭに格納すべき
   数値を決定し前記ＲＡＭに格納する手段を有することを
   特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項、第３項およ
   び第４項記載のＦＳＫ復調回路。