JPH0127618B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0127618B2 JPH0127618B2 JP56069137A JP6913781A JPH0127618B2 JP H0127618 B2 JPH0127618 B2 JP H0127618B2 JP 56069137 A JP56069137 A JP 56069137A JP 6913781 A JP6913781 A JP 6913781A JP H0127618 B2 JPH0127618 B2 JP H0127618B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- counter
- fsk
- point
- zero crossing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFSK信号の零交差点（ゼロクロスポ
イント）の間隔をカウンタで測定し、その数値
（FSK信号の周期の２分の１に対応する）により
原２値信号を復調するカウンタ方式のFSK復調
回路に関するものでありその目的は変復調回路の
IC1チツプ化を可能にすることおよび、復調信号
の単点歪を小さくすることにある。
イント）の間隔をカウンタで測定し、その数値
（FSK信号の周期の２分の１に対応する）により
原２値信号を復調するカウンタ方式のFSK復調
回路に関するものでありその目的は変復調回路の
IC1チツプ化を可能にすることおよび、復調信号
の単点歪を小さくすることにある。
一般的にデータ通信に用いられる方式の１つに
FSK通信方式がある。それはデイジタル２値信
号「１」「０」のそれぞれに対して異なつた周波
数の正弦波を対応させて送受信を行なう、いわゆ
る周波数変復調方式に属するもので音響カプラ、
低速モデル等に使われている。第１図に例を示
す。第１図Ａがデイジタル２値信号、Ｂが変調信
号である。FSK通信方式の復調回路としては従
来周波数弁別方式、PLL方式等アナログ的な主
法が採られていたが、個別部品の数や調整箇所が
多く、小型化、長期安定性、低価格化が困難であ
つた。これに対して、FSK信号の零交差点の間
隔（変調波の周期の1/2に対応する）をカウンタ
で測定し、その値の大小により原２値信号を復調
するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方式に
よる復調回路は大部分がデイジタル回路であるた
め、集積回路化による小型化、特に変調回路をも
デイジタル回路で実現することにより、変復調装
置のIC1チツプ化を可能とし、またこれに伴な
い、信頼性の向上、低価格化、低消費電力化を実
現することができる。
FSK通信方式がある。それはデイジタル２値信
号「１」「０」のそれぞれに対して異なつた周波
数の正弦波を対応させて送受信を行なう、いわゆ
る周波数変復調方式に属するもので音響カプラ、
低速モデル等に使われている。第１図に例を示
す。第１図Ａがデイジタル２値信号、Ｂが変調信
号である。FSK通信方式の復調回路としては従
来周波数弁別方式、PLL方式等アナログ的な主
法が採られていたが、個別部品の数や調整箇所が
多く、小型化、長期安定性、低価格化が困難であ
つた。これに対して、FSK信号の零交差点の間
隔（変調波の周期の1/2に対応する）をカウンタ
で測定し、その値の大小により原２値信号を復調
するカウンタ方式が考えられた。カウンタ方式に
よる復調回路は大部分がデイジタル回路であるた
め、集積回路化による小型化、特に変調回路をも
デイジタル回路で実現することにより、変復調装
置のIC1チツプ化を可能とし、またこれに伴な
い、信頼性の向上、低価格化、低消費電力化を実
現することができる。
しかしながらカウンタ方式はノイズによる零交
差点の変動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復
調においては符号歪が増大したり、さらには復調
不能（誤つた復調を行なう）になるといつた欠点
を有している。これを改善する方法としてＮ個の
カウンタを用い、それぞれのカウンタのスター
ト、ストツプを１零交差点ずつずらし、各カウン
タにそれぞれ連続したＮ区間の零交差点間隔を測
定させるという方法が考えられる。これはＮ区間
の零交差点間隔を測定した場合と、１区間の零交
差点間隔を測定した場合の零交差点の変動による
誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ倍の間隔を測
定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ比は当
然Ｎ倍になることを用いたものである。
差点の変動に敏感で、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復
調においては符号歪が増大したり、さらには復調
不能（誤つた復調を行なう）になるといつた欠点
を有している。これを改善する方法としてＮ個の
カウンタを用い、それぞれのカウンタのスター
ト、ストツプを１零交差点ずつずらし、各カウン
タにそれぞれ連続したＮ区間の零交差点間隔を測
定させるという方法が考えられる。これはＮ区間
の零交差点間隔を測定した場合と、１区間の零交
差点間隔を測定した場合の零交差点の変動による
誤差の絶対量は同じであるため、Ｎ倍の間隔を測
定した場合測定値がＮ倍になるのでＳ／Ｎ比は当
然Ｎ倍になることを用いたものである。
Ｎ個のカウンタを用いることによりノイズレベ
ルの大きな信号の復調が可能となつたが、なおカ
ウンタ方式には、方式自体に起因する大きな欠点
が存在する。それは復調２値信号の単点歪（後に
詳しく説明する）が大きいという点であり、これ
は復調出力が「０」から「１」、又は「１」から
「０」に変化し得る点がFSK信号の零交差点に限
られているためである。
ルの大きな信号の復調が可能となつたが、なおカ
ウンタ方式には、方式自体に起因する大きな欠点
が存在する。それは復調２値信号の単点歪（後に
詳しく説明する）が大きいという点であり、これ
は復調出力が「０」から「１」、又は「１」から
「０」に変化し得る点がFSK信号の零交差点に限
られているためである。
本発明は従来のカウント方式による復調回路に
遅延補償回路を付け加え、復調出力の変化点を
FSK信号の零交差点に限定せず、零交差点より
適当な遅延をかけた後、復調出力を変化させるよ
うにして、単点歪を小さくする方法、および回路
を提供するものである。
遅延補償回路を付け加え、復調出力の変化点を
FSK信号の零交差点に限定せず、零交差点より
適当な遅延をかけた後、復調出力を変化させるよ
うにして、単点歪を小さくする方法、および回路
を提供するものである。
以下実施例に基づき本発明の詳細な説明を行な
う、まずカウンタ方式について説明する。第３図
は一般的なカウンタ方式のFSK復調装置のブロ
ツク図であり、第４図は第３図の中の復調回路５
の部分をさらに詳しく説明した図である。第２図
に第３図および第４図の各点の信号波形を示す。
第２図Ａが原２値信号でありこれが送信側で
FSK変調され、回線を通して送られる。受信
FSK信号６は受信アンプ１で振幅がクリツプレ
ベルを越えない範囲で増幅された後バンドパスフ
イルタ２でFSK信号の変調周波数帯域のみ選択
され、オペアンプ等の飽和を避けるためリミツタ
３により振幅制限されコンパレータ４によりデイ
ジタル２値信号８に変換される。バンドパスフイ
ルタ２の出力７およびコンパレータ４の出力８の
波形は第２図Ｂ，Ｃのようになる。コンパレータ
出力８は復調回路５で復調され復調信号９（第２
図Ｅ）が得られる。復調回路５を第４図でさらに
詳しく説明すると、コンパレータ出力８は制御回
路１１の中の微分回路で微分され第２図Ｄの零交
差信号に変換される。この零交差信号はバンドパ
スフイルタ出力７（第２図Ｂ）がレベル０を交差
したときに発生し、したがつて、この零交差信号
の間隔を測定することにより変調波形の周波数が
求められ、その数値より原２値信号が「１」であ
るか「０」であるか判定できる。この零交差間隔
を測定するのが零交差カウンタ１２である。復調
出力判定回路１３には２種類のFSK変調波の周
波数の中間周波数の間期の２分の１に対応した値
（以下スレシホールド周期と呼ぶこととする。実
際のスレシホールド周期はフイルタや回線の影響
なども考えて実験的に定める）がセツトされてお
り、カウンタ１２の出力１８とスレシホールド周
期との大小関係により判定回路１３は「１」「０」
を判定し、復調出力１９は復調出力FF１４に取
り込まれ、次の零交差間隔が測定されるまで保持
される。すなわち復調回路の出力９は零交差間隔
測定中は一定値を保ち零交差点においてのみ変化
し得るわけである。カウンタのクロツク１６はク
ロツク発生回路１０より得られ、この信号は又制
御回路１１にも導びかれ、制御信号はクロツク信
号に同期している。カウンタの測定を開始するた
めのリセツト信号１７及び測定したカウント値よ
り得られた復調信号をFF１４に取り込むための
ラツチ信号１５はコンパレータ出力８の微分信号
（第２図Ｄ）をもとに作られている。
う、まずカウンタ方式について説明する。第３図
は一般的なカウンタ方式のFSK復調装置のブロ
ツク図であり、第４図は第３図の中の復調回路５
の部分をさらに詳しく説明した図である。第２図
に第３図および第４図の各点の信号波形を示す。
第２図Ａが原２値信号でありこれが送信側で
FSK変調され、回線を通して送られる。受信
FSK信号６は受信アンプ１で振幅がクリツプレ
ベルを越えない範囲で増幅された後バンドパスフ
イルタ２でFSK信号の変調周波数帯域のみ選択
され、オペアンプ等の飽和を避けるためリミツタ
３により振幅制限されコンパレータ４によりデイ
ジタル２値信号８に変換される。バンドパスフイ
ルタ２の出力７およびコンパレータ４の出力８の
波形は第２図Ｂ，Ｃのようになる。コンパレータ
出力８は復調回路５で復調され復調信号９（第２
図Ｅ）が得られる。復調回路５を第４図でさらに
詳しく説明すると、コンパレータ出力８は制御回
路１１の中の微分回路で微分され第２図Ｄの零交
差信号に変換される。この零交差信号はバンドパ
スフイルタ出力７（第２図Ｂ）がレベル０を交差
したときに発生し、したがつて、この零交差信号
の間隔を測定することにより変調波形の周波数が
求められ、その数値より原２値信号が「１」であ
るか「０」であるか判定できる。この零交差間隔
を測定するのが零交差カウンタ１２である。復調
出力判定回路１３には２種類のFSK変調波の周
波数の中間周波数の間期の２分の１に対応した値
（以下スレシホールド周期と呼ぶこととする。実
際のスレシホールド周期はフイルタや回線の影響
なども考えて実験的に定める）がセツトされてお
り、カウンタ１２の出力１８とスレシホールド周
期との大小関係により判定回路１３は「１」「０」
を判定し、復調出力１９は復調出力FF１４に取
り込まれ、次の零交差間隔が測定されるまで保持
される。すなわち復調回路の出力９は零交差間隔
測定中は一定値を保ち零交差点においてのみ変化
し得るわけである。カウンタのクロツク１６はク
ロツク発生回路１０より得られ、この信号は又制
御回路１１にも導びかれ、制御信号はクロツク信
号に同期している。カウンタの測定を開始するた
めのリセツト信号１７及び測定したカウント値よ
り得られた復調信号をFF１４に取り込むための
ラツチ信号１５はコンパレータ出力８の微分信号
（第２図Ｄ）をもとに作られている。
以上のようにカウンタ方式はデイジタル処理に
より復調を行なうため、IC化が容易であり、無
調整化され長期的な変動も生じない。しかしカウ
ンタ方式はノイズによる零交差点の変動に敏感で
あり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調が困難である
という欠点を有している。例えば第２図Ｄの中の
零交差点の１つｕ点がノイズで右にdtずれたとす
ると、T20はT20＋dtに、T21はT21−dtになり、
dtの大きさによつてはT20−dtがスレシホールド
周期より小さくなり、第２図Ｆのような誤つた復
調が行なわれることがある。これを解決する方法
として零交差間隔測定カウンタをＮ個（Ｎ≧２）
用いる方法があり、例えばＮ＝４とすると、第４
図は第５図のように改良される。１１２，１１
３，１１４，１１５はすべて同一の零交差間隔測
定カウンタであるが、零交差間隔４区間を測定す
る点がカウンタ１２と異なり、又各カウンタはそ
れぞれ１零交差点ずつ遅れて測定を開始する。す
なわち第２図Ｄにおいて、カウンタ１１２はａ点
より、１１３はｂ点より、１１４はｃ点より、１
１４はｄ点より、測定を開始し、４区間測定す
る。（カウンタ１１２はCNT１と記した間隔を測
定し、１１３はCNT２、１１４はCNT３、１１
５はCNT４の区間をそれぞれ測定する。）１１６
はマルチプレクサであり、４つのカウンタの出力
１２２〜１２５の中の測定が完了したカウンタの
出力を順次選択している。カウンタの測定開始及
びカウンタ出力の選択は制御回路１１１より出さ
れるリセツト信号１１７〜１２０と選択信号１２
１により制御される。第２図Ｄのｕ点が右にdtず
れた先ほどの例を再び取り上げる。第５図では各
カウンタはそれぞれ零交差間隔４区間の平均を測
定していると考えられるので、dtの変動に対し、
測定値は（T16＋T17＋T18＋T19）／４→
（T17＋T18＋T19＋T20＋dt）／４→（T18＋
T19＋T20＋T21）／４→（T19＋T20＋T21＋
T22）／４→（T20＋T21＋T22＋T23）４→
（T21−dt＋T22＋T23＋T24）／４となり、誤差
はdt／４に減少する。すなわち、第４図の回路に
比べてＳ／Ｎ比が４倍向上する。一般にカウンタ
をＮ個用いればＳ／Ｎ比はＮ倍向上することにな
り、カウンタ方式のノイズに対する弱点は上記の
方法により解消される。
より復調を行なうため、IC化が容易であり、無
調整化され長期的な変動も生じない。しかしカウ
ンタ方式はノイズによる零交差点の変動に敏感で
あり、Ｓ／Ｎ比の小さな信号の復調が困難である
という欠点を有している。例えば第２図Ｄの中の
零交差点の１つｕ点がノイズで右にdtずれたとす
ると、T20はT20＋dtに、T21はT21−dtになり、
dtの大きさによつてはT20−dtがスレシホールド
周期より小さくなり、第２図Ｆのような誤つた復
調が行なわれることがある。これを解決する方法
として零交差間隔測定カウンタをＮ個（Ｎ≧２）
用いる方法があり、例えばＮ＝４とすると、第４
図は第５図のように改良される。１１２，１１
３，１１４，１１５はすべて同一の零交差間隔測
定カウンタであるが、零交差間隔４区間を測定す
る点がカウンタ１２と異なり、又各カウンタはそ
れぞれ１零交差点ずつ遅れて測定を開始する。す
なわち第２図Ｄにおいて、カウンタ１１２はａ点
より、１１３はｂ点より、１１４はｃ点より、１
１４はｄ点より、測定を開始し、４区間測定す
る。（カウンタ１１２はCNT１と記した間隔を測
定し、１１３はCNT２、１１４はCNT３、１１
５はCNT４の区間をそれぞれ測定する。）１１６
はマルチプレクサであり、４つのカウンタの出力
１２２〜１２５の中の測定が完了したカウンタの
出力を順次選択している。カウンタの測定開始及
びカウンタ出力の選択は制御回路１１１より出さ
れるリセツト信号１１７〜１２０と選択信号１２
１により制御される。第２図Ｄのｕ点が右にdtず
れた先ほどの例を再び取り上げる。第５図では各
カウンタはそれぞれ零交差間隔４区間の平均を測
定していると考えられるので、dtの変動に対し、
測定値は（T16＋T17＋T18＋T19）／４→
（T17＋T18＋T19＋T20＋dt）／４→（T18＋
T19＋T20＋T21）／４→（T19＋T20＋T21＋
T22）／４→（T20＋T21＋T22＋T23）４→
（T21−dt＋T22＋T23＋T24）／４となり、誤差
はdt／４に減少する。すなわち、第４図の回路に
比べてＳ／Ｎ比が４倍向上する。一般にカウンタ
をＮ個用いればＳ／Ｎ比はＮ倍向上することにな
り、カウンタ方式のノイズに対する弱点は上記の
方法により解消される。
しかしながら、カウンタ方式にはなお方式自体
に起因する大きな欠点が存在する。それは復調出
力が変化し得るのが零交差点に限られているため
単点歪が大きくなるという欠点である。第６図で
これを説明する。なお説明においては零交差間隔
測定カウンタは１個の場合を考える。単点歪に関
してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個のカウン
タを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図Ａを送信側の原２値信号
とする。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとす
ると原２値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂ
となる。第６図Ｂは原２値信号Ａが変調され回線
を通して受信されたFSK信号であり、Ｃはその
零交差点信号である。第２図Ｄは零交差間隔の値
とスレシホールド周期との大小の比較によつて得
られた復調信号であり、原２値信号のＴの部分に
Teが対応する。零交差点ｂからｃまでの時間Ｔ
２はスレシホール周期より小さくＴ２に対する復
調出力としてＣ点で０を出力する。同様にＴ３に
対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に
対する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する
復調出力０をｉ点で出力する。このように復調出
力の変化が零交差点に限定されているため、原２
値信号の変化点から復調出力の変化点までの遅延
時間が一定でなく復調出力の１ビツトの時間長が
変化してしまう。第６図の例では０から１への変
化点ｘに対し、復調出力は△ｘ遅れてｄ点で変化
し１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ
遅れてｉ点で変化し、Te＝Ｔ＋（△ｙ−△ｘ）と
なる。Teの最大値、最小値をTemax、Teminと
したとき、（Temax−Ｔ）／Ｔ、および（Temin
−Ｔ）／Ｔを単点歪と呼ぶが、この単点歪が大き
いという点がカウンタ方式のもう１つの欠点であ
つた。
に起因する大きな欠点が存在する。それは復調出
力が変化し得るのが零交差点に限られているため
単点歪が大きくなるという欠点である。第６図で
これを説明する。なお説明においては零交差間隔
測定カウンタは１個の場合を考える。単点歪に関
してはカウンタの個数は関係なく、Ｎ個のカウン
タを用いた場合も多少の差異はあるものの同様の
議論が成り立つ。第６図Ａを送信側の原２値信号
とする。ここで変調速度（ボーレイト）をＢとす
ると原２値信号１ビツトの時間長ＴはＴ＝１／Ｂ
となる。第６図Ｂは原２値信号Ａが変調され回線
を通して受信されたFSK信号であり、Ｃはその
零交差点信号である。第２図Ｄは零交差間隔の値
とスレシホールド周期との大小の比較によつて得
られた復調信号であり、原２値信号のＴの部分に
Teが対応する。零交差点ｂからｃまでの時間Ｔ
２はスレシホール周期より小さくＴ２に対する復
調出力としてＣ点で０を出力する。同様にＴ３に
対する復調出力としてｄ点で１を出力し、Ｔ７に
対する復調出力１をｈ点で出力し、Ｔ８に対する
復調出力０をｉ点で出力する。このように復調出
力の変化が零交差点に限定されているため、原２
値信号の変化点から復調出力の変化点までの遅延
時間が一定でなく復調出力の１ビツトの時間長が
変化してしまう。第６図の例では０から１への変
化点ｘに対し、復調出力は△ｘ遅れてｄ点で変化
し１から０への変化点ｙに対し、復調出力は△ｙ
遅れてｉ点で変化し、Te＝Ｔ＋（△ｙ−△ｘ）と
なる。Teの最大値、最小値をTemax、Teminと
したとき、（Temax−Ｔ）／Ｔ、および（Temin
−Ｔ）／Ｔを単点歪と呼ぶが、この単点歪が大き
いという点がカウンタ方式のもう１つの欠点であ
つた。
上記の単点歪を小さく押えるのが本発明による
復調回路であり、その回路図を第７図に示す。本
発明の原理は簡単に述べると復調出力に遅延をか
けるための遅延補償回路を設け原２値信号の変化
点から復調出力の変化点までの遅延時間のバラツ
キを小さくすることにより、第６図の（△ｙ−△
ｘ）を０に近づけ単点歪を小さくするという方法
である。第６図Ｅが本発明による復調回路の遅延
のかけられた理想的な復調出力である。原２値信
号の変化点から復調出力の変化点までの一定遅延
量Ｄは第６図Ｄのあらゆる場合の△ｘ（△ｙ）の
最大値として定められる。各零交差点においては
１点前の零交差点からの零交差間隔が測定され、
スレシホールド周期との大小関係の比較により復
調信号が得られるが、この復調信号が１点前の零
交差点における出力と異なる場合には、すなわち
０から１又は１から０と変化する場合には、復調
信号は零交差点においてすぐに出力れるのではな
く、適当な遅延がかけられた後出力される。復調
信号の反転する零交差点、例えばｄ点においてか
けられる遅延量は原２値信号の変化点ｘを予測
し、ｘからｄまでの遅延時間△ｘを一定遅延量Ｄ
より差し引いた値（Ｄ−△ｘ）として求められ
る。原２値信号の変化予測点ｘからｄ点での時間
△ｘはｘからｃ点までの時間△xcとｃ点からｄ
点までの時間△cdの和であり、△ｘ＝△xc＋△
cd。
復調回路であり、その回路図を第７図に示す。本
発明の原理は簡単に述べると復調出力に遅延をか
けるための遅延補償回路を設け原２値信号の変化
点から復調出力の変化点までの遅延時間のバラツ
キを小さくすることにより、第６図の（△ｙ−△
ｘ）を０に近づけ単点歪を小さくするという方法
である。第６図Ｅが本発明による復調回路の遅延
のかけられた理想的な復調出力である。原２値信
号の変化点から復調出力の変化点までの一定遅延
量Ｄは第６図Ｄのあらゆる場合の△ｘ（△ｙ）の
最大値として定められる。各零交差点においては
１点前の零交差点からの零交差間隔が測定され、
スレシホールド周期との大小関係の比較により復
調信号が得られるが、この復調信号が１点前の零
交差点における出力と異なる場合には、すなわち
０から１又は１から０と変化する場合には、復調
信号は零交差点においてすぐに出力れるのではな
く、適当な遅延がかけられた後出力される。復調
信号の反転する零交差点、例えばｄ点においてか
けられる遅延量は原２値信号の変化点ｘを予測
し、ｘからｄまでの遅延時間△ｘを一定遅延量Ｄ
より差し引いた値（Ｄ−△ｘ）として求められ
る。原２値信号の変化予測点ｘからｄ点での時間
△ｘはｘからｃ点までの時間△xcとｃ点からｄ
点までの時間△cdの和であり、△ｘ＝△xc＋△
cd。
ここで△cd＝Ｔ３であり、又△xcはＴ２とＴ
３の値および回線バンドバスフイルタの特性等に
より定まる。従つて回線、バンドパスフイルタ等
の特性を実験で測定しておけば、Ｔ２およびＴ３
の値から△ｘが求められ、補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−
△ｘとなる。
３の値および回線バンドバスフイルタの特性等に
より定まる。従つて回線、バンドパスフイルタ等
の特性を実験で測定しておけば、Ｔ２およびＴ３
の値から△ｘが求められ、補償遅延量△Ｄ＝Ｄ−
△ｘとなる。
以上述べた原理によるFSK復調回路が第７図
である。制御回路１１１、零交差間隔測定カウン
タ１１２〜１１５、マルチプレクサ１１６は第５
図と同じである。２０１，２０２はレジスタであ
り、そのクロツク１５は零交差信号より得られ
る。従つて２０１は現時点の零交差点における零
交差間隔測定値を格納し、２０２は１点前の零交
差点における測定値を格納している。１３は復調
出力判定回路で、レジスタ２０１の出力から復調
信号１９を作り出し、復調信号１９は復調出力
FF１４のＤ入力端子に導びかれている。復調信
号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復調
信号はすぐにはFF１４に取り込まれず、２０１，
２０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から
定まる遅延時間だけ遅延補償回路２０３で遅延さ
せられた後、ラツチパルス２０６によりFF１４
に取り込まれる。遅延補償回路２０３はレジスタ
出力２０４，２０５を入力とし、遅延時間を出力
とするROMを用いると簡単に構成できる。
である。制御回路１１１、零交差間隔測定カウン
タ１１２〜１１５、マルチプレクサ１１６は第５
図と同じである。２０１，２０２はレジスタであ
り、そのクロツク１５は零交差信号より得られ
る。従つて２０１は現時点の零交差点における零
交差間隔測定値を格納し、２０２は１点前の零交
差点における測定値を格納している。１３は復調
出力判定回路で、レジスタ２０１の出力から復調
信号１９を作り出し、復調信号１９は復調出力
FF１４のＤ入力端子に導びかれている。復調信
号１９が１点前の復調出力と異なる場合には復調
信号はすぐにはFF１４に取り込まれず、２０１，
２０２のレジスタの出力２０４，２０５の値から
定まる遅延時間だけ遅延補償回路２０３で遅延さ
せられた後、ラツチパルス２０６によりFF１４
に取り込まれる。遅延補償回路２０３はレジスタ
出力２０４，２０５を入力とし、遅延時間を出力
とするROMを用いると簡単に構成できる。
以上のように復調信号に適当な遅延をかけて出
力することにより、第７図のFSK復調回路は単
点歪の非常に小さな復調出力を得ることができ
る。
力することにより、第７図のFSK復調回路は単
点歪の非常に小さな復調出力を得ることができ
る。
第８図は第７図の零交差間隔測定カウンタ１１
２〜１１５をプリセツタブルカウンタ３０２〜３
０５で置き換え、スレシホールド周期の２の補数
を格納したメモリ３０１の出力値をカウンタ３０
２〜３０５のそれぞれの測定開始時にプリセツト
するようにした復調回路であり、その利点は １ スレシホールド周期格納メモリの数値を多少
変化させつつ復調出力をテストすることによ
り、最適なスレシホールド周期を簡単に求めら
れる。
２〜１１５をプリセツタブルカウンタ３０２〜３
０５で置き換え、スレシホールド周期の２の補数
を格納したメモリ３０１の出力値をカウンタ３０
２〜３０５のそれぞれの測定開始時にプリセツト
するようにした復調回路であり、その利点は １ スレシホールド周期格納メモリの数値を多少
変化させつつ復調出力をテストすることによ
り、最適なスレシホールド周期を簡単に求めら
れる。
２ スレシホールド周期格納メモリ３０１及び遅
延補償回路２０３の中の遅延量を格納してメモ
リの内容を変えるだけで他の部分はそのままで
任意の周波数のFSK信号に対する復調回路が
構成できる。
延補償回路２０３の中の遅延量を格納してメモ
リの内容を変えるだけで他の部分はそのままで
任意の周波数のFSK信号に対する復調回路が
構成できる。
３ カウンタ３０２〜３０５の出力は零交差間隔
とスレシホールド周期との差分であるためレジ
スタ２０１，２０２のビツト数は少なく、従つ
て遅延補償回路２０３の中の遅延量格納メモリ
も小さくてすむ。又レジスタ２０３のMSB
（most sognificant bit）が復調信号であるた
め、復調出力判定回路１３は実際には不要とな
る。以上の３点である。
とスレシホールド周期との差分であるためレジ
スタ２０１，２０２のビツト数は少なく、従つ
て遅延補償回路２０３の中の遅延量格納メモリ
も小さくてすむ。又レジスタ２０３のMSB
（most sognificant bit）が復調信号であるた
め、復調出力判定回路１３は実際には不要とな
る。以上の３点である。
第９図は第８図のＮ個のプリセツタブルカウン
タを１個のプリセツタブルカウンタ３０２とＮ個
のレジスタ４０２〜４０５と加算器４０６及び累
算レジスタ４０７で置きかえることによりハード
ウエア量を小さくしたものである。カウンタ３０
２は零交差点ごとに１区間の零交差間隔を測定
し、測定結果をセレクタ４０１を通してレジスタ
４０２へ格納する。その時レジスタ４０２以下の
内容も同時に下のレジスタにシフトされる。次に
累算レジスタをクリアしレジスタ４０２から４０
５を一巡シフトしつつ、加算器４０６を通して累
算レジスタ４０７にこれらの総和を格納すること
によりＮ区間の測定と同等になり第８図のセレク
タ１１６の出力を同一の値を累算レジスタ４０７
の出力に得ることができる。レジスタ４０２〜４
０５は零交差間隔とスレシホールド周期との差分
を格納するレジスタであり、カウンタ３０２に比
べてビツト数も少なく、第９図の回路は第８図の
回路よりハードウエア量が少なくてすむ。
タを１個のプリセツタブルカウンタ３０２とＮ個
のレジスタ４０２〜４０５と加算器４０６及び累
算レジスタ４０７で置きかえることによりハード
ウエア量を小さくしたものである。カウンタ３０
２は零交差点ごとに１区間の零交差間隔を測定
し、測定結果をセレクタ４０１を通してレジスタ
４０２へ格納する。その時レジスタ４０２以下の
内容も同時に下のレジスタにシフトされる。次に
累算レジスタをクリアしレジスタ４０２から４０
５を一巡シフトしつつ、加算器４０６を通して累
算レジスタ４０７にこれらの総和を格納すること
によりＮ区間の測定と同等になり第８図のセレク
タ１１６の出力を同一の値を累算レジスタ４０７
の出力に得ることができる。レジスタ４０２〜４
０５は零交差間隔とスレシホールド周期との差分
を格納するレジスタであり、カウンタ３０２に比
べてビツト数も少なく、第９図の回路は第８図の
回路よりハードウエア量が少なくてすむ。
又本発明におけるFSK復調回路、第８図、第
９図において、スレシホールド周期格納メモリ３
０１及び遅延補償回路２０３内の遅延量格納メモ
リをPROM（programableread only memory）
で構成することにより、汎用FSK復調回路が構
成できる。これは特に本発明によるFSK復調回
路を１チツプIC化した場合有効であり、PROM
部の書き換えにより、１個のICを任意の周波数
のFSK復調回路として用いることができる。
９図において、スレシホールド周期格納メモリ３
０１及び遅延補償回路２０３内の遅延量格納メモ
リをPROM（programableread only memory）
で構成することにより、汎用FSK復調回路が構
成できる。これは特に本発明によるFSK復調回
路を１チツプIC化した場合有効であり、PROM
部の書き換えにより、１個のICを任意の周波数
のFSK復調回路として用いることができる。
さらに又、上記メモリをRAM（Random
access mamory）で構成し、RAMの内容を決定
するための最適数値決定回路を設け、FSK信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形か
ら最適数値決定回路により、RAMに格納すべき
数値を決定し、格納する機納を設けることによ
り、完全な汎用FSK復調回路が構成でき、１チ
ツプIC化に特に有効である。テスト波形からは
使用周波数のほかに回線の特性なども測定するこ
とにより、スレシホールド周期および遅延量がそ
の時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。
access mamory）で構成し、RAMの内容を決定
するための最適数値決定回路を設け、FSK信号
の受信の前にテスト波形を受信し、テスト波形か
ら最適数値決定回路により、RAMに格納すべき
数値を決定し、格納する機納を設けることによ
り、完全な汎用FSK復調回路が構成でき、１チ
ツプIC化に特に有効である。テスト波形からは
使用周波数のほかに回線の特性なども測定するこ
とにより、スレシホールド周期および遅延量がそ
の時点の通信状態において最適に設定され、高性
能の復調が可能になる。
第１図Ａ，Ｂは原２値信号とFSK信号の関係
を表わす図である。第２図はＡ〜ＦはFSK信号
の復調例、および復調回路の各部の波形を示した
図である。第３図はカウント方式によるFSK復
調装置のブロツク図である。第４図は第３図の復
調装置の中の復調回路５の部分の従来の回路構成
図である。第５図はノイズに対する対策を施した
FSK復調回路の構成図である。第６図は本発明
によるFSK復調回路の原理の説明図である。第
７図は本発明によるFSK復調回路のブロツク図
である。第８図は本発明によるFSK復調回路の
ブロツク図である。第９図は本発明FSK復調回
路のブロツク図である。 １…受信アンプ、２…バンドパスフイルタ、３
…リミツタ、４…コンパレータ、５…復調回路、
１０…クロツク発生回路、１１…制御回路、１２
…零交差間隔測定カウンタ、１３…復調出力判定
回路、１４…復調出力FF、１１１…制御回路、
１１２〜１１５…零交差間隔測定カウンタ、１１
６…マルチプレクサ、２０１…新零交差間隔格納
レジスタ、２０２…旧零交差間隔格納レジスタ、
２０３…遅延補償回路、３０１…スレシホールド
周期格納メモリ、３０２〜３０５…零交差間隔測
定プリセツタブルカウンタ、４０１…セレクタ、
４０２〜４０５…零交差間隔格納レジスタ、４０
６…加算器、４０７…累算レジスタ（アキユムレ
ータ）。
を表わす図である。第２図はＡ〜ＦはFSK信号
の復調例、および復調回路の各部の波形を示した
図である。第３図はカウント方式によるFSK復
調装置のブロツク図である。第４図は第３図の復
調装置の中の復調回路５の部分の従来の回路構成
図である。第５図はノイズに対する対策を施した
FSK復調回路の構成図である。第６図は本発明
によるFSK復調回路の原理の説明図である。第
７図は本発明によるFSK復調回路のブロツク図
である。第８図は本発明によるFSK復調回路の
ブロツク図である。第９図は本発明FSK復調回
路のブロツク図である。 １…受信アンプ、２…バンドパスフイルタ、３
…リミツタ、４…コンパレータ、５…復調回路、
１０…クロツク発生回路、１１…制御回路、１２
…零交差間隔測定カウンタ、１３…復調出力判定
回路、１４…復調出力FF、１１１…制御回路、
１１２〜１１５…零交差間隔測定カウンタ、１１
６…マルチプレクサ、２０１…新零交差間隔格納
レジスタ、２０２…旧零交差間隔格納レジスタ、
２０３…遅延補償回路、３０１…スレシホールド
周期格納メモリ、３０２〜３０５…零交差間隔測
定プリセツタブルカウンタ、４０１…セレクタ、
４０２〜４０５…零交差間隔格納レジスタ、４０
６…加算器、４０７…累算レジスタ（アキユムレ
ータ）。
Claims (1)
- １ 原２値信号に対応して変調された異なる２種
類の周波数の信号の系列より成るFSK信号より、
零交差点を検出する検出回路と、２つの前記零交
差点の間の期間中にクロツク信号のカウントを行
なうカウンタとを備え、該カウンタのカウント結
果の値に基づき前記FSK信号に含まれる２値信
号を復調出力するFSK復調回路において、第１
の前記零交差点で得られた第１の前記カウント結
果の値を格納する第１の格納手段と、第２の前記
零交差点で前記第１のカウント結果の値に続いて
得られた第２の前記カウント結果の値を前記第２
の零交差点の検出に応じて格納する第２の格納手
段と、FSK信号の前記原２値信号の変化点から
復調出力される前記２値信号の変化点までの遅延
時間を一定とするように、前記第１の格納手段が
格納した前記第１のカウント結果の値と前記第２
の格納手段が格納した前記第２のカウント結果の
値とに基づいて前記２値信号の復調出力を時間的
に制御する遅延補償回路とを具備したことを特徴
とするFSK復調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56069137A JPS57184356A (en) | 1981-05-08 | 1981-05-08 | Fsk demodulating circuit |
| GB08211839A GB2102223B (en) | 1981-05-08 | 1982-04-23 | A frequency shift keying demodulation circuit |
| US06/376,059 US4551846A (en) | 1981-05-08 | 1982-05-07 | FSK Demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56069137A JPS57184356A (en) | 1981-05-08 | 1981-05-08 | Fsk demodulating circuit |
Related Child Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63124160A Division JPS63308452A (ja) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Ｆｓｋ復調回路 |
| JP63124158A Division JPS63308450A (ja) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Ｆｓｋ復調回路 |
| JP63124159A Division JPS63308451A (ja) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57184356A JPS57184356A (en) | 1982-11-13 |
| JPH0127618B2 true JPH0127618B2 (ja) | 1989-05-30 |
Family
ID=13393951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56069137A Granted JPS57184356A (en) | 1981-05-08 | 1981-05-08 | Fsk demodulating circuit |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4551846A (ja) |
| JP (1) | JPS57184356A (ja) |
| GB (1) | GB2102223B (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2533096B1 (fr) * | 1982-09-14 | 1991-06-07 | Suwa Seikosha Kk | Circuit de demodulation pour un signal module par deplacement de frequence |
| DE3313035A1 (de) | 1983-04-12 | 1984-10-18 | Deutsche Fernsprecher Gesellschaft Mbh Marburg, 3550 Marburg | Verfahren und schaltung zur uebertragung digitaler informationen |
| JPH0666817B2 (ja) * | 1983-10-18 | 1994-08-24 | モトローラ・インコーポレーテツド | 位相状態復調器 |
| JPS60121850A (ja) * | 1983-12-05 | 1985-06-29 | Mitsubishi Electric Corp | 発呼・切断信号の伝送装置 |
| JPS60169962U (ja) * | 1984-04-19 | 1985-11-11 | 日本電気株式会社 | デイジタル信号伝送用送受信機 |
| FR2565445B1 (fr) * | 1984-06-04 | 1986-10-10 | France Etat | Demodulateur de frequence et recepteur d'emission de television a multiplexage temporel en comportant application |
| ATE45451T1 (de) * | 1984-09-20 | 1989-08-15 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum demodulieren eines binaeren fm-signals. |
| GB8513218D0 (en) * | 1985-05-24 | 1985-06-26 | Emi Ltd | Signal receiver |
| CA1307323C (en) * | 1986-08-22 | 1992-09-08 | Transcom Communications Systems Ltd | Modem and data communication system |
| US4926444A (en) * | 1988-04-29 | 1990-05-15 | Scientific-Atlanta, Inc. | Data transmission method and apparatus by period shift keying (TSK) |
| US4860318A (en) * | 1988-07-06 | 1989-08-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | PSK detection using an IFM receiver |
| JP2863186B2 (ja) * | 1989-03-14 | 1999-03-03 | 沖電気工業株式会社 | Ｍｓｋ信号検出回路 |
| US5168275A (en) * | 1990-02-07 | 1992-12-01 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for decoding two frequency (f/2f) data signals |
| US5311556A (en) * | 1991-08-30 | 1994-05-10 | Elsag International B.V. | Digital FSK transmitter receiver and method of operating same |
| GB2264614B (en) * | 1992-02-20 | 1996-03-20 | Motorola Israel Ltd | FSK demodulator |
| CA2116042C (en) * | 1994-02-21 | 1999-03-23 | Alexander F. Tulai | Digital fsk receiver using double zero-crossing |
| US5550505A (en) * | 1994-12-30 | 1996-08-27 | General Electric Company | Frequency shift keying (FSK) demodulator for use in low signal-to-noise ratio environments |
| FR2738423B1 (fr) * | 1995-08-30 | 1997-09-26 | Snecma | Demodulateur de frequence numerique |
| US5684837A (en) * | 1996-03-06 | 1997-11-04 | United Microelectronics Corporation | Adjustable digital FSK demodulator |
| JP3534629B2 (ja) * | 1998-12-10 | 2004-06-07 | 株式会社三協精機製作所 | 磁気記録データの復調方法 |
| DE60037698D1 (de) * | 1999-03-30 | 2008-02-21 | Nidec Sankyo Corp | Datendemodulationsverfahren und -gerät für magnetische Karte. |
| US6674786B1 (en) | 1999-04-23 | 2004-01-06 | Sankyo Seiki Mfg. Co., Ltd. | Data demodulation |
| KR20010026268A (ko) * | 1999-09-03 | 2001-04-06 | 서민호 | 주파수편이-키잉 복조시스템 |
| US6810112B1 (en) * | 1999-10-06 | 2004-10-26 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for testing an information notification service |
| KR100403625B1 (ko) * | 2001-04-17 | 2003-10-30 | 삼성전자주식회사 | 다중 임계값을 이용한 발신자 정보 복조 장치 및 복조 방법 |
| JP2002335292A (ja) * | 2001-05-08 | 2002-11-22 | Nec Microsystems Ltd | Ｆｓｋ復調方法及びシステム |
| WO2005071828A1 (en) * | 2004-01-22 | 2005-08-04 | The Regents Of The University Of Michigan | Demodulatr, chip and method for digitally demodulating an fsk signal |
| US20050201490A1 (en) * | 2004-02-20 | 2005-09-15 | Tobias Scholand | Zero-crossing detector for receivers |
| WO2005091542A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Clock recovery circuit and receiver using the circuit |
| WO2007126573A2 (en) * | 2006-03-29 | 2007-11-08 | Thomson Licensing | Frequency limiting amplifier in a fsk receiver |
| EP2288044A4 (en) * | 2008-05-29 | 2017-09-27 | SK Telecom Co., Ltd. | Local wireless signal transmitting/receiving apparatus and method using digital rf processing technology |
| US8373357B2 (en) * | 2009-01-26 | 2013-02-12 | Microchip Technology Incorporated | Modulator module in an integrated circuit device |
| IT201600111351A1 (it) | 2016-11-04 | 2018-05-04 | St Microelectronics Des & Appl | Procedimento per rivelare segnali con modulazione fsk, circuito, dispositivo e prodotto informatico corrispondenti |
| US12541340B2 (en) * | 2021-10-13 | 2026-02-03 | Qualcomm Incorporated | Accumulator for digital computation-in-memory architectures |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3715666A (en) * | 1971-03-30 | 1973-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Fast start-up system for transversal equalizers |
| US3846708A (en) * | 1973-03-15 | 1974-11-05 | Bell Telephone Labor Inc | Digital demodulation of frequency-shift keyed data signals |
| US3908169A (en) * | 1974-03-22 | 1975-09-23 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency shift demodulator having a variable clock rate |
| US3947769A (en) * | 1974-10-23 | 1976-03-30 | Hoffman Electronics Corporation | Threshold correction system in FSK transmissions |
| GB1490632A (en) * | 1975-01-21 | 1977-11-02 | Gen Electric Co Ltd | Plural frequency signalling systems |
| IT1037127B (it) * | 1975-03-18 | 1979-11-10 | Sits Soc It Telecom Siemens | Demodulatore di onde modulate in frequenza |
| JPS5310253A (en) * | 1976-07-16 | 1978-01-30 | Sharp Corp | Fs signal demodulator |
| JPS55107366A (en) * | 1979-02-09 | 1980-08-18 | Fujitsu Ltd | Waveform reproduction system |
| US4378526A (en) * | 1980-09-25 | 1983-03-29 | Northern Telecom Limited | Pulse code demodulator for frequency shift keyed data |
-
1981
- 1981-05-08 JP JP56069137A patent/JPS57184356A/ja active Granted
-
1982
- 1982-04-23 GB GB08211839A patent/GB2102223B/en not_active Expired
- 1982-05-07 US US06/376,059 patent/US4551846A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4551846A (en) | 1985-11-05 |
| JPS57184356A (en) | 1982-11-13 |
| GB2102223B (en) | 1985-05-01 |
| GB2102223A (en) | 1983-01-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0127618B2 (ja) | ||
| US4280224A (en) | Bit synchronizer with early and late gating | |
| US4688234A (en) | Apparatus and method for producing a signal-to-noise ratio figure of merit for digitally encoded-data | |
| US4972441A (en) | Enhanced pulse time-of-arrival detector | |
| US4242664A (en) | Remote control arrangement | |
| US4578720A (en) | Self-clocking code demodulator with error detecting capability | |
| US4335354A (en) | Sensitive demodulator for frequency shift keyed carrier signals | |
| JPH0366868B2 (ja) | ||
| JPH0366867B2 (ja) | ||
| JPS63308451A (ja) | Ｆｓｋ復調回路 | |
| JPS58172559A (ja) | 信号電力対雑音電力比測定方式 | |
| JPH0136747B2 (ja) | ||
| JP2874489B2 (ja) | Ｆｓｋ復調回路 | |
| SU1628217A2 (ru) | Устройство дл демодул ции цифровых сигналов с частотной модул цией | |
| US3961277A (en) | Frequency demodulator, especially for data-transmission system | |
| JP3268320B2 (ja) | Ｓｎ比判定回路 | |
| RU2065174C1 (ru) | Демодулятор кодовых сигналов телеметрической системы идентификации объектов | |
| SU1758846A1 (ru) | Генератор опорной частоты | |
| JP2590848B2 (ja) | 情報信号受信装置 | |
| JP2776325B2 (ja) | デューティ計測回路 | |
| RU98110812A (ru) | Устройство обнаружения данных (варианты) и способ обнаружения данных | |
| RU2032270C1 (ru) | Способ преобразования периодно-модулированного переменного напряжения в параллельный код и устройство для его осуществления | |
| GB2181548A (en) | Pulse detection using correlation | |
| RU2085028C1 (ru) | Селектор импульсных последовательностей | |
| JPS6011862B2 (ja) | 信号検出回路 |