JPS63314165A - 負荷駆動装置 - Google Patents
負荷駆動装置Info
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- JPS63314165A JPS63314165A JP62148443A JP14844387A JPS63314165A JP S63314165 A JPS63314165 A JP S63314165A JP 62148443 A JP62148443 A JP 62148443A JP 14844387 A JP14844387 A JP 14844387A JP S63314165 A JPS63314165 A JP S63314165A
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- circuit
- control signal
- control
- signal generation
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- Pending
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims abstract description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 238000003359 percent control normalization Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002747 voluntary effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は、直流電源にてトランジスタブリッジを介しで
モータのような負荷を駆動する負荷駆動装置に関するも
のである。
モータのような負荷を駆動する負荷駆動装置に関するも
のである。
［背景技術］
従来、直流？′Ｉｔ源にてトランジスタブリフジを介し
てモータのような負荷を駆動するこの種の負荷駆動装置
としては、第７図に示すような負荷駆動装置があった。
てモータのような負荷を駆動するこの種の負荷駆動装置
としては、第７図に示すような負荷駆動装置があった。
すなわち、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ、’、Ｑ、
’およりＮチャンネル型（７）ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ
２ 、Ｑ ４にで構成されたトランジスタブリッジと
、各ＭＯＳＦＥＴＱ＋’、Ｑ３’、Ｑ２．Ｑ、を制御す
るゲート制御回路Ｇ、〜０４と、各ゲート制＠ Ｑｎ
１８Ｇ 、 〜Ｇ 、に入力される制御ｆｆｉ号を発生
する制御信号発生回路ＣＧとを具備し、トランジスタブ
リッジの入力端に直流電源Ｖｉｎを接続するとともに出
力端にモータＭ１を接続し、各ＭＯＳＦＥＴＱ、’、Ｑ
、’、Ｑ、、Ｑ、のオン、オフ制御を適当に行うことに
よりモータＭ１に正方向電流、あるいは逆方向電流を任
意に流し得るように制御信号発生回路ＣＧを形成してい
た。しかしながら、このような従来例にあっては、トラ
ンクスタブリッツの正極側のスイッチ素子としてＰチャ
ンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１”、Ｑ３’を用いているの
で、ゲート制御回路Ｇ１．Ｇ、およびその給電系の構成
が簡単になるという利点があるものの、Ｐチャンネル型
のＭＯＳＦＥＴＱ、’、Ｑ、’のスイッチング速度が遅
り、シかもソース、ドレイン間のオン抵抗が大きいので
、各Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｌ’、Ｑｚ’、Ｑ２．
Ｑ。
’およりＮチャンネル型（７）ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ
２ 、Ｑ ４にで構成されたトランジスタブリッジと
、各ＭＯＳＦＥＴＱ＋’、Ｑ３’、Ｑ２．Ｑ、を制御す
るゲート制御回路Ｇ、〜０４と、各ゲート制＠ Ｑｎ
１８Ｇ 、 〜Ｇ 、に入力される制御ｆｆｉ号を発生
する制御信号発生回路ＣＧとを具備し、トランジスタブ
リッジの入力端に直流電源Ｖｉｎを接続するとともに出
力端にモータＭ１を接続し、各ＭＯＳＦＥＴＱ、’、Ｑ
、’、Ｑ、、Ｑ、のオン、オフ制御を適当に行うことに
よりモータＭ１に正方向電流、あるいは逆方向電流を任
意に流し得るように制御信号発生回路ＣＧを形成してい
た。しかしながら、このような従来例にあっては、トラ
ンクスタブリッツの正極側のスイッチ素子としてＰチャ
ンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ１”、Ｑ３’を用いているの
で、ゲート制御回路Ｇ１．Ｇ、およびその給電系の構成
が簡単になるという利点があるものの、Ｐチャンネル型
のＭＯＳＦＥＴＱ、’、Ｑ、’のスイッチング速度が遅
り、シかもソース、ドレイン間のオン抵抗が大きいので
、各Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｌ’、Ｑｚ’、Ｑ２．
Ｑ。
を高いスイッチ周波数でオン、オフしてＰＷＭ制御を行
う場合においてスイッチング損失が大きくなって効率が
悪くなるという問題があった。
う場合においてスイッチング損失が大きくなって効率が
悪くなるという問題があった。
そこで、このような問題点を解決するために、第８図に
示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４
のみでトランジスタブリッジを構成したものがあった。
示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４
のみでトランジスタブリッジを構成したものがあった。
ところで、このように第７図従来例のＰチャンネル型の
ＭＯＳＦＥＴＱ、°ｔＱｉ１に代えてＮチャンネル型の
ＭＯＳＦＥＴＱ１．Ｑ。
ＭＯＳＦＥＴＱ、°ｔＱｉ１に代えてＮチャンネル型の
ＭＯＳＦＥＴＱ１．Ｑ。
を用いた場合において、ゲート制御回路Ｇ ＋ ＝ Ｇ
３の給電系が複雑になるとともに、損失が大きくなる
という問題があった。すなわち、直流電源Ｖ ｉ ｎの
正極側のＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ＋ 、Ｑ ３を制
御するゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、に給電する制御電源の
グランドラインは、トランクスタブリッツの出力端に設
定する必要がある。したがって、従来例では、逆流阻止
用ダイオードＤ ＋ −Ｄ ２および抵抗Ｒ８を介して
直流電源Ｖｉｎから常に充電されるコンデンサＣ１、Ｃ
２を設け、このコンデンサＣ＋ 、Ｃ２の両端電圧を制
御電源としてゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、に印加すること
によりトランジスタブリッジの出力端をグランドライン
とした制御電源を得るようになっていた。
３の給電系が複雑になるとともに、損失が大きくなる
という問題があった。すなわち、直流電源Ｖ ｉ ｎの
正極側のＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ＋ 、Ｑ ３を制
御するゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、に給電する制御電源の
グランドラインは、トランクスタブリッツの出力端に設
定する必要がある。したがって、従来例では、逆流阻止
用ダイオードＤ ＋ −Ｄ ２および抵抗Ｒ８を介して
直流電源Ｖｉｎから常に充電されるコンデンサＣ１、Ｃ
２を設け、このコンデンサＣ＋ 、Ｃ２の両端電圧を制
御電源としてゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、に印加すること
によりトランジスタブリッジの出力端をグランドライン
とした制御電源を得るようになっていた。
しかしながら、このような従来例にあっては、コンデン
サＣ，，Ｃ２の充電経路を常に確保するために抵抗Ｒ１
，Ｒ２を設けていたので、回路構成が複雑になるととも
に、どの抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２にコンデ：ｚｌＣ＋ｔＣ２の
充電電流Ｉ Ｏ＋＊ Ｉ ｃｚｔＪよＩ／ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ、、Ｑ３のゲート電流が流れるので、抵抗Ｒ８゜Ｒ２
による電力損失が多くなって大きな発熱が生じる上、形
状も大型化するという問題があった。
サＣ，，Ｃ２の充電経路を常に確保するために抵抗Ｒ１
，Ｒ２を設けていたので、回路構成が複雑になるととも
に、どの抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２にコンデ：ｚｌＣ＋ｔＣ２の
充電電流Ｉ Ｏ＋＊ Ｉ ｃｚｔＪよＩ／ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ、、Ｑ３のゲート電流が流れるので、抵抗Ｒ８゜Ｒ２
による電力損失が多くなって大きな発熱が生じる上、形
状も大型化するという問題があった。
すなわち、この種の負荷駆動装置においては、負荷が重
くなると、正極側のＭＯＳＦＥＴＱ、あるいはＱ３が常
にオンして最大電流を流すようにしていたので、抵抗Ｒ
ｌ−Ｒ２を設けなかった場合には、長期間に亘ってコン
デンサＣ＋ −Ｃ２の充電が行なわれなくなる場合があ
り、ゲート回路Ｇｌｔ６つの制御電源が正常に得られな
くなってしまうという不都合が生じる。したがって、上
述の場合にあっても充電経路を確保し、常に制御電源が
得られるようにするために、従来例にあっては、コンデ
ンサ充電用の抵抗Ｒ１あるいはＲ２を付加していたが、
回路構成が複雑になる上、この抵抗Ｒ１１Ｒ２に電流が
流れ続けることによる無駄な消費電力が発生するという
問題があり、さらに、抵抗Ｒ２，Ｒ２として大容量のも
のを使用する必要があるので、装置サイズが大型化する
とともにコストアップになるという問題があった。
くなると、正極側のＭＯＳＦＥＴＱ、あるいはＱ３が常
にオンして最大電流を流すようにしていたので、抵抗Ｒ
ｌ−Ｒ２を設けなかった場合には、長期間に亘ってコン
デンサＣ＋ −Ｃ２の充電が行なわれなくなる場合があ
り、ゲート回路Ｇｌｔ６つの制御電源が正常に得られな
くなってしまうという不都合が生じる。したがって、上
述の場合にあっても充電経路を確保し、常に制御電源が
得られるようにするために、従来例にあっては、コンデ
ンサ充電用の抵抗Ｒ１あるいはＲ２を付加していたが、
回路構成が複雑になる上、この抵抗Ｒ１１Ｒ２に電流が
流れ続けることによる無駄な消費電力が発生するという
問題があり、さらに、抵抗Ｒ２，Ｒ２として大容量のも
のを使用する必要があるので、装置サイズが大型化する
とともにコストアップになるという問題があった。
［発明の目的］
本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、回路構成が簡単で、しかも電力損失
および発熱が少なく小型化も容易にできる負荷駆動装置
を提供することにある。
的とするところは、回路構成が簡単で、しかも電力損失
および発熱が少なく小型化も容易にできる負荷駆動装置
を提供することにある。
［発明の開示１
（構 成）
本発明は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成され
たトランジスタブリッジと、各ＭＯ６ＦＥＴを制御する
ゲート制御回路と、各ゲート制御回路に入力される制御
信号を発生する制御信号発生回路とを具備し、トランジ
スタブリッジの入力端に直流電源を接続するととらに出
力端にモータのような負荷を接続し、各ＭＯＳＦＥＴの
オン、オフ制御を適当に行うことにより負荷に正方向電
流、あるいは逆方向電流を任意に流し得るように制御信
号発生回路を形成してなる負荷駆動装置において、直流
電源の正極側の各ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ逆流阻止用ダ
イオードとコンデンサの直列回路を並列接続し、直流電
源に対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直列回路の正極
側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされるとともに負極側
のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされてコンデンサが逆流
阻止用ダイオードを介して定期的に充電されるようにｆ
ｉｌＪ御信号発信号発生回路するとともに、該コンデン
サの両端電圧を正極側のＭＯＳＦＥＴを制御′するゲー
ト制御回路の電源端に制御電源として印加することによ
り、回路構成が簡単で、しかも電力損失および発熱が少
なく小型化も容易にできる負荷駆動装置を提供するもの
である。
たトランジスタブリッジと、各ＭＯ６ＦＥＴを制御する
ゲート制御回路と、各ゲート制御回路に入力される制御
信号を発生する制御信号発生回路とを具備し、トランジ
スタブリッジの入力端に直流電源を接続するととらに出
力端にモータのような負荷を接続し、各ＭＯＳＦＥＴの
オン、オフ制御を適当に行うことにより負荷に正方向電
流、あるいは逆方向電流を任意に流し得るように制御信
号発生回路を形成してなる負荷駆動装置において、直流
電源の正極側の各ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ逆流阻止用ダ
イオードとコンデンサの直列回路を並列接続し、直流電
源に対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直列回路の正極
側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされるとともに負極側
のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされてコンデンサが逆流
阻止用ダイオードを介して定期的に充電されるようにｆ
ｉｌＪ御信号発信号発生回路するとともに、該コンデン
サの両端電圧を正極側のＭＯＳＦＥＴを制御′するゲー
ト制御回路の電源端に制御電源として印加することによ
り、回路構成が簡単で、しかも電力損失および発熱が少
なく小型化も容易にできる負荷駆動装置を提供するもの
である。
（実施例）
第１図は本発明一実施例を示すもので、Ｎチャンネル型
のＭＯＳＦＥＴＱＩ〜Ｑ４にて構成されたトランジスタ
ブリツノと、各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４を制御するゲー
ト制御回路６１〜Ｇ４と、各ゲート制御回路０１〜Ｇ、
に入力される制御信号を発生する制御信号発生回路ＣＧ
とを具備し、トランジスタブリツノの入力端に直流電源
Ｖｉｎを接続するとともに出力端にモータＭ、を接続し
、各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ、のオン、オフ制御を適当に
行うことにより負荷Ｍ１に正方向電流、あるいは逆方向
電流を任意に流し得るように制御信号発生回路ＣＧを形
成しでなる第８図従来例と同様の負荷駆動装置において
、直流電源Ｖｉｎの正極側の各ＭＯＳＦＥＴＱ１−Ｑ３
にそれぞれ逆流阻止用ダイオードＤ、、Ｄ２とコンデン
サＣ＋ 、Ｃ２の直列回路を並列接続し、直流電源Ｖｉ
ｎに対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直列回路の正極
側のＭＯＳＦＥＴＱ、。
のＭＯＳＦＥＴＱＩ〜Ｑ４にて構成されたトランジスタ
ブリツノと、各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４を制御するゲー
ト制御回路６１〜Ｇ４と、各ゲート制御回路０１〜Ｇ、
に入力される制御信号を発生する制御信号発生回路ＣＧ
とを具備し、トランジスタブリツノの入力端に直流電源
Ｖｉｎを接続するとともに出力端にモータＭ、を接続し
、各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ、のオン、オフ制御を適当に
行うことにより負荷Ｍ１に正方向電流、あるいは逆方向
電流を任意に流し得るように制御信号発生回路ＣＧを形
成しでなる第８図従来例と同様の負荷駆動装置において
、直流電源Ｖｉｎの正極側の各ＭＯＳＦＥＴＱ１−Ｑ３
にそれぞれ逆流阻止用ダイオードＤ、、Ｄ２とコンデン
サＣ＋ 、Ｃ２の直列回路を並列接続し、直流電源Ｖｉ
ｎに対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直列回路の正極
側のＭＯＳＦＥＴＱ、。
Ｑ、が定期的にオフされるとともに負極側のＭ ０８Ｆ
ＥＴＱ２．Ｑ、が定期的にオフされてコンデンサＣ，，
Ｃ，が逆流阻止用ダイオードＤＩ、Ｄ２を介して定期的
に充電されるように制御信号発生回路ＣＧを形成すると
ともに、該コンデンサＣ，，Ｃ２の両端電圧を正極側の
Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ＋ 、Ｑ ３を制御するゲ
ート制御回路Ｇ、、Ｇ、の電源端に制御電源として印加
したものである。
ＥＴＱ２．Ｑ、が定期的にオフされてコンデンサＣ，，
Ｃ，が逆流阻止用ダイオードＤＩ、Ｄ２を介して定期的
に充電されるように制御信号発生回路ＣＧを形成すると
ともに、該コンデンサＣ，，Ｃ２の両端電圧を正極側の
Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ＋ 、Ｑ ３を制御するゲ
ート制御回路Ｇ、、Ｇ、の電源端に制御電源として印加
したものである。
以下、実施例の動作について具体的に説明する。
いま、基本的な動作は従来例と同４１であり、ｆｉｔ！
Ｉｌｌ信号発生回路ＣＧは、ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４を
オン、オフ制御するＰＷＭ制御信号を発生しており、各
ゲート制御回路Ｇ、〜Ｇ４から出力されＭＯ８ＦＥ Ｔ
Ｑ Ｉ−Ｑ ４のゲートに印加されるゲート電圧Ｖｇ
１〜Ｖｇ＜は、第２図に示すような波形となっている。
Ｉｌｌ信号発生回路ＣＧは、ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４を
オン、オフ制御するＰＷＭ制御信号を発生しており、各
ゲート制御回路Ｇ、〜Ｇ４から出力されＭＯ８ＦＥ Ｔ
Ｑ Ｉ−Ｑ ４のゲートに印加されるゲート電圧Ｖｇ
１〜Ｖｇ＜は、第２図に示すような波形となっている。
ここに、ゲート電圧ｖｇ、、ｖｇ４が”Ｈ″のときには
Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ５．Ｑ ４がオンしてモー
タＭ、に、 矢印Ａのような正方向電流が流れ、ゲー
ト電圧Ｖｇ２．Ｖｇコが”Ｈ″のときにはＭＯＳＦＥＴ
ＱｚｔＱｘがオンして矢印Ｂのような逆方向電流が流れ
る。
Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ５．Ｑ ４がオンしてモー
タＭ、に、 矢印Ａのような正方向電流が流れ、ゲー
ト電圧Ｖｇ２．Ｖｇコが”Ｈ″のときにはＭＯＳＦＥＴ
ＱｚｔＱｘがオンして矢印Ｂのような逆方向電流が流れ
る。
一方、ゲート制御回路Ｇ ＋ −０４の電源端に制御電
源を供給するためのコンデンサＣ１の充電は、ＭＯＳＦ
ＥＴＱｌが、ｔ７Ｌ、ＭＯＳＦＥＴＱｚが２ンしている
Ｔ３期間にダイオードＤ、を介して行なわれ、コンデン
サＣ２の充電は、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ４がオンしているＴ２期間にダイオードＤ２を介
して行なわれるようになっている６図中、ＩＣｐｓ Ｉ
ｅ２はコンデンサＣ，，Ｃ２の充電電流を示しており
、Ｉ ｇ３．Ｉ ｇｚはゲート制御回路Ｇ ＋ −Ｇ
３に流れるコンデンサＣＩ、Ｃ２からの放電電流を示し
ている。実施例にあっては、正極側のＭＯＳＦＥＴＱ、
、Ｑ３が定期的にオフされるとともに負極側のＭＯＳＦ
ＥＴＱ、−Ｑ４が定期的にオフされてコンデンサＣ１−
Ｃ２が逆流阻止用ダイオードＤ、、Ｄ、を介して定期的
に充電されるように制御信号発生回路ＣＧを形成し、ゲ
ート制御回路Ｇ、、Ｇ、の制御電源が常に確保されるよ
うにしているので、第８図従来例のように抵抗Ｒ＋ 、
Ｒ２を必要とせず、回路構成が簡単になるとともに、電
力損失および発熱を少なくすることができ、小型化も容
易にできることになる。なお、実施例では、負荷が重く
なった場合にあっても、ＰＷＭ制御による制御状態が１
００％制御あるいは０％制御（オンデユーテイが１００
％あるいは０％）にならないようにし、Ｍ ＯＳ Ｆ
Ｅ Ｔ Ｑ ＋ ” Ｑ ４のオン、オフ状態が長期間
連続しないようにしてコンデンサＣ，，Ｃ２の定期的充
電期間を確保してゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、の制御電源
を確保するようになっている。
源を供給するためのコンデンサＣ１の充電は、ＭＯＳＦ
ＥＴＱｌが、ｔ７Ｌ、ＭＯＳＦＥＴＱｚが２ンしている
Ｔ３期間にダイオードＤ、を介して行なわれ、コンデン
サＣ２の充電は、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ４がオンしているＴ２期間にダイオードＤ２を介
して行なわれるようになっている６図中、ＩＣｐｓ Ｉ
ｅ２はコンデンサＣ，，Ｃ２の充電電流を示しており
、Ｉ ｇ３．Ｉ ｇｚはゲート制御回路Ｇ ＋ −Ｇ
３に流れるコンデンサＣＩ、Ｃ２からの放電電流を示し
ている。実施例にあっては、正極側のＭＯＳＦＥＴＱ、
、Ｑ３が定期的にオフされるとともに負極側のＭＯＳＦ
ＥＴＱ、−Ｑ４が定期的にオフされてコンデンサＣ１−
Ｃ２が逆流阻止用ダイオードＤ、、Ｄ、を介して定期的
に充電されるように制御信号発生回路ＣＧを形成し、ゲ
ート制御回路Ｇ、、Ｇ、の制御電源が常に確保されるよ
うにしているので、第８図従来例のように抵抗Ｒ＋ 、
Ｒ２を必要とせず、回路構成が簡単になるとともに、電
力損失および発熱を少なくすることができ、小型化も容
易にできることになる。なお、実施例では、負荷が重く
なった場合にあっても、ＰＷＭ制御による制御状態が１
００％制御あるいは０％制御（オンデユーテイが１００
％あるいは０％）にならないようにし、Ｍ ＯＳ Ｆ
Ｅ Ｔ Ｑ ＋ ” Ｑ ４のオン、オフ状態が長期間
連続しないようにしてコンデンサＣ，，Ｃ２の定期的充
電期間を確保してゲート制御回路Ｇ、、Ｇ、の制御電源
を確保するようになっている。
以下、直流モータＭ１をＰＷＭ制御によって定速回松さ
せる場合の動作にういて具体的に説明する。いま、トラ
ンジスタブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４には、第
３図に示すように、ソース、ドレイン間に寄生ダイオー
ドＩ）ｏ＋〜Ｄ ０４が存在しており、ゲート制御回路
Ｇ１〜Ｇ４から出力されるゲート信号ｖｇ、、ｖｇ、、
ｖｇ２．ｖｇ、が、第４図（ａ）（ｂ）に示すような
信号となっている場合において、モータＭ、に流れる電
流ＩＬは第４図（ｃ）に示すようになる。すなわち、Ｍ
ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ １−Ｑ４がオン、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ２− Ｑ ｓがオフしている状態にお
いては、実線で示す経路でモータＭ、に電流■Ｌが流れ
、次に、Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｌ−Ｑ ４ カ２
７すると、モータＭ、の逆起電流（図中斜線で示す部分
の滅貨電流）が点線で示す経路で流れる。この逆起電流
が寄生ダイオードを介して流れている間は、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｓのソース、ドレイン間は逆バイアス
になっているので、ゲート信号ＶＤがＨ″になっている
にも拘わらずＭＯＳＦＥＴＱ３はオンしない。次に、逆
起電流が減衰して０になると、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソー
ス、ドレイン間に順バイアスが印加されるので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ、がオンしてＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ２−
Ｑ ３を介して電流が流れ、モータＭ、に流れる電流
ＩＬの方向が逆転する。
せる場合の動作にういて具体的に説明する。いま、トラ
ンジスタブリッジの各ＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ４には、第
３図に示すように、ソース、ドレイン間に寄生ダイオー
ドＩ）ｏ＋〜Ｄ ０４が存在しており、ゲート制御回路
Ｇ１〜Ｇ４から出力されるゲート信号ｖｇ、、ｖｇ、、
ｖｇ２．ｖｇ、が、第４図（ａ）（ｂ）に示すような
信号となっている場合において、モータＭ、に流れる電
流ＩＬは第４図（ｃ）に示すようになる。すなわち、Ｍ
ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ １−Ｑ４がオン、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ２− Ｑ ｓがオフしている状態にお
いては、実線で示す経路でモータＭ、に電流■Ｌが流れ
、次に、Ｍ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｌ−Ｑ ４ カ２
７すると、モータＭ、の逆起電流（図中斜線で示す部分
の滅貨電流）が点線で示す経路で流れる。この逆起電流
が寄生ダイオードを介して流れている間は、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ｓのソース、ドレイン間は逆バイアス
になっているので、ゲート信号ＶＤがＨ″になっている
にも拘わらずＭＯＳＦＥＴＱ３はオンしない。次に、逆
起電流が減衰して０になると、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソー
ス、ドレイン間に順バイアスが印加されるので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ、がオンしてＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ ２−
Ｑ ３を介して電流が流れ、モータＭ、に流れる電流
ＩＬの方向が逆転する。
第５図はモータＭ、に平均電流■Ｌ、を流す過程を示す
もので、まず、第５図（ａ）に示すように、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ １ｔ Ｑ ４のオンデユーテイを１０
０％にならないように適当に増やした状態で起動し、徐
々にオンデユーテイを減少させてモータＭ１に流れる電
流■ＬがＩＬ＋に達した時点でオンデユーテイを５０％
に安定させれば、以後モータＭ１には略一定の平均電流
ＩＬＩが流れることになる。なお、同様にしてモータＭ
１に流れる電流１．が逆の場合にも、ＰＷＭ制御によっ
て平均電流を制御することができることは言うまでもな
い。
もので、まず、第５図（ａ）に示すように、Ｍ ＯＳ
Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ １ｔ Ｑ ４のオンデユーテイを１０
０％にならないように適当に増やした状態で起動し、徐
々にオンデユーテイを減少させてモータＭ１に流れる電
流■ＬがＩＬ＋に達した時点でオンデユーテイを５０％
に安定させれば、以後モータＭ１には略一定の平均電流
ＩＬＩが流れることになる。なお、同様にしてモータＭ
１に流れる電流１．が逆の場合にも、ＰＷＭ制御によっ
て平均電流を制御することができることは言うまでもな
い。
第６図は他の実施例を示すもので、３相モ一タＭ、を負
荷として駆動する負荷駆動装置を示しており、Ｎチャン
ネル型のＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ６にで構成された３相ト
ランクスタブリツジと、各ＭＯ６ＦＥＴＱ、〜Ｑ６を制
御するゲート制御回路Ｇ１〜Ｇ、と、制御信号発生回路
ＣＧと、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ ＋ −Ｑ ｙ −Ｑ ｓの
両端に並列接続され逆流阻止用ダイオードＤ、−Ｄ、を
介して充電されるコンデンサＣ，−Ｃ，とで構成されて
いる。なお、動作については前記実施例と同様であるの
で説明を省略する。
荷として駆動する負荷駆動装置を示しており、Ｎチャン
ネル型のＭＯＳＦＥＴＱ、〜Ｑ６にで構成された３相ト
ランクスタブリツジと、各ＭＯ６ＦＥＴＱ、〜Ｑ６を制
御するゲート制御回路Ｇ１〜Ｇ、と、制御信号発生回路
ＣＧと、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ ＋ −Ｑ ｙ −Ｑ ｓの
両端に並列接続され逆流阻止用ダイオードＤ、−Ｄ、を
介して充電されるコンデンサＣ，−Ｃ，とで構成されて
いる。なお、動作については前記実施例と同様であるの
で説明を省略する。
また、上記実施例では、負荷としてモータＭ１゜Ｍ３を
接続した例を示しているが、負荷としてトランスを接続
してスイッチング電源を構成することも可能である。
接続した例を示しているが、負荷としてトランスを接続
してスイッチング電源を構成することも可能である。
［発明の効果１
本発明は上述のように、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ
にて構成されたトランクスタブリッジと、各ＭＯＳＦＥ
Ｔを制御するゲート制御回路と、各ゲート制御回路に入
力される制御信号を発生する制御信号発生回路とを具備
し、トランジスタブリッジの入力端に直流電源を接続す
るとともに出力端にモータのような負荷を接続し、各Ｍ
ＯＳＦＥＴのオン、オフ制御を適当に行うことに上り負
荷に正方向電流、あるいは逆方向電流を任意に流し得る
ように制御信号発生回路を形成してなる負荷駆動装置に
おいて、直流電源の正極側の各ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ
逆流阻止用ダイオードとコンデンサの直列回路を並列接
続し、直流電源に対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直
列回路の正極側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされると
ともに負極側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされてコン
デンサが逆流阻止用ダイオードを介して定期的に充電さ
れるように制御信号発生回路を形成するとともに、該コ
ンデンサの両端電圧を正極側のＭＯＳＦＥＴを制御する
ゲート制御回路の電源端に制御電源として印加したもの
であり、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いてトラン
ジスタブリツノを構成しているので、第７図従来例に比
べてスイッチング損失を少なくすることができ、また、
第８図従来例のように抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２を必要としない
ので、回路借成が簡単になるとともに、電力損失お上１
発熱を少なくすることができ、小型化も容易にできると
いう効果がある。
にて構成されたトランクスタブリッジと、各ＭＯＳＦＥ
Ｔを制御するゲート制御回路と、各ゲート制御回路に入
力される制御信号を発生する制御信号発生回路とを具備
し、トランジスタブリッジの入力端に直流電源を接続す
るとともに出力端にモータのような負荷を接続し、各Ｍ
ＯＳＦＥＴのオン、オフ制御を適当に行うことに上り負
荷に正方向電流、あるいは逆方向電流を任意に流し得る
ように制御信号発生回路を形成してなる負荷駆動装置に
おいて、直流電源の正極側の各ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ
逆流阻止用ダイオードとコンデンサの直列回路を並列接
続し、直流電源に対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直
列回路の正極側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされると
ともに負極側のＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされてコン
デンサが逆流阻止用ダイオードを介して定期的に充電さ
れるように制御信号発生回路を形成するとともに、該コ
ンデンサの両端電圧を正極側のＭＯＳＦＥＴを制御する
ゲート制御回路の電源端に制御電源として印加したもの
であり、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いてトラン
ジスタブリツノを構成しているので、第７図従来例に比
べてスイッチング損失を少なくすることができ、また、
第８図従来例のように抵抗Ｒ＋ 、Ｒ２を必要としない
ので、回路借成が簡単になるとともに、電力損失お上１
発熱を少なくすることができ、小型化も容易にできると
いう効果がある。
第１図は本発明一実施例の回路図、第２図乃至第５図は
同上の動作説明図、第６図は他の実施例の回路図、第７
図は従来例の回路図、第８図は他の従来例の回路図であ
る。 Ｑ、−Ｑ６はＭＯＳＦＥＴ、Ｇ、〜Ｇ６はゲート制御回
路、ＣＧは制御信号発生回路、Ｖｉｎは直流電源、Ｍ、
、Ｍ３はモータ、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｃ１〜Ｃ１
はコンデンサである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第５図 第６図 第７図 手続補正書（自発） 昭和６３年１月１６日
同上の動作説明図、第６図は他の実施例の回路図、第７
図は従来例の回路図、第８図は他の従来例の回路図であ
る。 Ｑ、−Ｑ６はＭＯＳＦＥＴ、Ｇ、〜Ｇ６はゲート制御回
路、ＣＧは制御信号発生回路、Ｖｉｎは直流電源、Ｍ、
、Ｍ３はモータ、Ｄ１〜Ｄ３はダイオード、Ｃ１〜Ｃ１
はコンデンサである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第２図 第５図 第６図 第７図 手続補正書（自発） 昭和６３年１月１６日
Claims (1)
- （１）Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成されたト
ランジスタブリッジと、各ＭＯＳＦＥＴを制御するゲー
ト制御回路と、各ゲート制御回路に入力される制御信号
を発生する制御信号発生回路とを具備し、トランジスタ
ブリッジの入力端に直流電源を接続するとともに出力端
にモータのような負荷を接続し、各ＭＯＳＦＥＴのオン
、オフ制御を適当に行うことにより負荷に正方向電流、
あるいは逆方向電流を任意に流し得るように制御信号発
生回路を形成してなる負荷駆動装置において、直流電源
の正極側の各ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ逆流阻止用ダイオ
ードとコンデンサの直列回路を並列接続し、直流電源に
対して並列接続されたＭＯＳＦＥＴ直列回路の正極側の
ＭＯＳＦＥＴが定期的にオフされるとともに負極側のＭ
ＯＳＦＥＴが定期的にオフされてコンデンサが逆流阻止
用ダイオードを介して定期的に充電されるように制御信
号発生回路を形成するとともに、該コンデンサの両端電
圧を正極側のＭＯＳＦＥＴを制御するゲート制御回路の
電源端に制御電源として印加したことを特徴とする負荷
駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148443A JPS63314165A (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 負荷駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148443A JPS63314165A (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 負荷駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314165A true JPS63314165A (ja) | 1988-12-22 |
Family
ID=15452915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62148443A Pending JPS63314165A (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 負荷駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63314165A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01291679A (ja) * | 1988-05-19 | 1989-11-24 | Jidosha Kiki Co Ltd | モータ正逆転駆動回路 |
| JPH02125598U (ja) * | 1989-03-28 | 1990-10-16 | ||
| US5218523A (en) * | 1990-08-08 | 1993-06-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Driver circuit for an inverter device with output voltage stabilization during start-up period |
| WO2000074222A1 (en) * | 1999-05-27 | 2000-12-07 | Hitachi, Ltd. | H-type bridge circuit and integrated circuit |
-
1987
- 1987-06-15 JP JP62148443A patent/JPS63314165A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01291679A (ja) * | 1988-05-19 | 1989-11-24 | Jidosha Kiki Co Ltd | モータ正逆転駆動回路 |
| JPH02125598U (ja) * | 1989-03-28 | 1990-10-16 | ||
| US5218523A (en) * | 1990-08-08 | 1993-06-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Driver circuit for an inverter device with output voltage stabilization during start-up period |
| WO2000074222A1 (en) * | 1999-05-27 | 2000-12-07 | Hitachi, Ltd. | H-type bridge circuit and integrated circuit |
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