JPS63316963A - シンボル間妨害及びノイズ対抗回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主キャラクタのみの優先度が判明している伝送
特性を有する分散伝送チャネルによってシンボル速度１
／Ｔで伝送されるデータ信号内に導入されるシンボル間
妨害及びノイズ対抗回路であり、暫定的シンボル決定を
行う固定シンボル検出器と、該シンボル検出器の入力信
号を形成する少くとも１個のアダプティブフィルタとを
有するアダプティブイコーライザ、ならびに本回路の入
力における伝送データ信号より導出した補助信号を用い
て得る暫定シンボル決定より最終シンボル決定を形成す
るポスト検出器を有する対抗回路に関するものである。

この種回路はイコーライザをリニアイコーライザとする
ものと、イコーライザを決定フィードバック型とするも
のが既知である。前者の例はイーヒ゛グリレイ（Ｅ、　
Ｂｉｇｌｉｅｒｉ）　（也が、ＩＥＥＥ　　ジャーナル
セレクト　エリアーズコミュニケーションＶｏｌ　ｌ。

ＳＡＣ２，Ｎｏ、５．　ＰＰ、７６５−７７７．１９８
４年９月に、“アダプティブ、キャンセレイション、オ
ブ、ノンリニア、インターシンボル、インターフェアレ
ンス・フォア・ボイスバンド・データ、トランスミッシ
ョン”に発表しており、さらにその説明の第７図に詳し
く発表されている。また後者の例は、ダブリュー・ニー
・リー（Ｗ、　Ｕ、　Ｌｅｅ）及びエフ・ニス・ヒル・
ジュニア（Ｆ、Ｓ、Ｈｉｌｌ　Ｊｒ）　により、ＩＥＥ
Ｅ　・トランスミッションズ・コミュニケーションＶｏ
ｌ。

Ｃ０Ｍ−２５、Ｎｏ、　９、ＰＰ、９７１−９７９．１
９７７年９月にア・マキシマム−ライクリ−フッド　シ
ーフェンス、エステイメーター・ウィズ・デシジョン−
フィードバック・イコーライゼイション”に記載されて
おり、特にその第２図に詳しく示されている。これら２
つの論文に示されているように、これら２つの論文中の
各ポスト検出器はそれぞれ異なる型のものとしていると
考えられる。特にビグリレイ他の論文においては、シン
ボル間妨害キャンセラを使用している。これに対しり一
及びヒルの論文ではポスト検出器を利用しこれを伝送デ
ータシンボルの最大可能性あるシーケンスのエステイメ
イト用に使用している。これら両者の場合において、ポ
スト検出器は極めて詳細に規定した相関構造をもった入
力信号をベースとして最終シンボル決定を形成する最終
シンボル検出器を有しており、回路の入力における伝送
データ信号は補助信号を形成し、この補助信号をポスト
検出器内で利用してシンボル決定の品質を改良している
。伝送特性の優先度（Ｐｒｉｏｉ）が正確に知られてい
ない伝送チャネルに対しては、この補助信号の相関構造
も不明確である。このような場合、ポスト検出器はアダ
プティブに配置し、最終シンボル検出器の入力における
所定の相関構造を利用する必要がある。

本発明は、上述の如くの回路において、ポスト検出器を
簡単にするため伝送チャネルの伝送特性中の主キャラク
タの優先度（プライオリ）の知識を利用する装置を実現
するにある。

この目的を達成するため本発明回路は非アダプティブに
最終シンボル決定を形成するようにポスト検出器を配置
し、シンボル検出器の入力信号によって前記補助信号を
形成することを特徴とする。

従来既知の装置における場合と異なり、この補助信号の
相関構造は、イコーライザの適合性（アダ♂タビリテイ
）の故に固定シンボル検出器に合せて仕立てられている
のでも早や不明確なものとなっている。従ってポスト検
出器はアダピタビリテイをもって配置する必要がなくな
り、装置を簡単にすることが可能となる。伝送チャネル
の伝送特性の主キャラクタの優先度（プライオリ）の知
識を用いてポスト検出器を構成することにより、上述の
簡単化による伝送品質の損失を最小にすることができる
。

実施例 以下図面により本発明を説明する。

各図において同一部分は同一符号を用いて示しである。

以下の説明において、本発明の代表例として、伝送系は
ディスクＩＪ−トの時間モデルとしその回路を示した。

これはこのようなモデルがもっとも簡単であるからであ
る。しかし例えばジエー・ジー・プロアキス（Ｊ、Ｇ、
Ｐｒｏａｋｉｓ）　、マクグローヒル、ニューヨークが
１９８３年に“ディジタル・コミュニケーションズとし
て発表し、とくにその第６章、セクション６．３　、　
ＰＰ３５１−３５７に記載の如く、上述のモデルは連続
時間系のパラメータより明確に導出されるので、このモ
デルは一般のものにも適用できる。

第１図は原因的インパルスレスポンスｆ、／を有するデ
ィスクリートタイム分肢チャネルＣＩ（を通じシンボル
速度１／Ｔでデータシンボルａ、を伝送する系の機能的
ディスクリートタイムモデルを示す。このチャネルは付
加的な白ガウス雑音を生ずるので受信データ信号は ｒ　ｋ　＝　　（ａ零ｆ）ｋ　＋　　ｎｋ　　　　　　
　　　　　　　（１）となりここにおいて゛零″は直線
回転演算子を示す。

この受信信号ｒ、をアダプティブイコーライ９’　Ｅ　
Ｑに供給し暫定的シンボル決定ｂｋを形成しこれは伝送
エラーのない場合には簡単にかつ一般に伝送データシン
ボルａｋ　と直線比例しこの暫定決定シンボルａｌｌは
伝送誤差のない場合には簡単に導出できａｋに等しい。

部分レスポンス技術を用いる場合この相関はシンボル間
隔Ｔを現す遅延演算子り内で多項式を用いて記載するこ
とができる。これれの部分レスポンスの多項式の詳細に
ついてはピー・カバル（Ｐ、Ｋａｂａｌ）　及ヒエス・
パシュパシイ（Ｓ、Ｐａ５ｕｐａｔｈｙ）　によるＩＥ
ＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｍｍｕｎ、、　Ｖｏｌ、　Ｃ
０Ｍ−２３，Ｎｏ、　９．　ｐｐ、９２１−９３４．１
９７５年９月に“′パーシャルーレスポンス　シグナリ
ングとして発表されている。さらに本出願と同時に提出
された米国特許にもイコーライザＥΩが決定フィーＦバ
ック型である場合部分レスポンス技術を用いる詳細が記
載されている。これらすべての場合においてイコーライ
ザＥＯの出力に信号ａ、を得ることができこれは伝送エ
ラーのない場合に伝送データ信号ａｋの忠実なレプリカ
となる。ｂ、よりａ５を導出するイコーライザ巳０内で
行われる特定の演算の場合法のアダプティブポスト検出
３ＰＤ内でこれが打ち消される。一般にこのような場合
実際上の回路においてはポスト検出器ＰＤに厳格に言っ
た場合何らの冗長演算を行う必要がないようにこれを構
成するのが利巧である。簡単のため以下の説明において
はイコーライザＥＱは暫定的シンボル決定ａ、を形成す
るものとしこれは伝送誤差のない場合に伝送データａ、
　／の忠実なレプリカでありこのためすべてのｋに対し す、　＝　ａｋ（２） となる。上述の考慮によりこのような過程を設けても本
質的な無理は生じないこと明らかである。

イコーライザＥＯの出力における暫定的シンボル決定ａ
ｋをアダプティブポスト検出器ＰＤに供給し、この検出
器は補助信号より受信信号ｒｋの形状の付加的情報を導
出しこの付加的情報を利用して暫定シンボル決定ａ、の
品質を改良する作用を行う。

、Ａ このようにして得た最終シンボル決定ａｋ−Ｍ＝は理想
的には伝送データシンボルａｋが長さＴを有するＭシン
ボル間隔の特定数だけ遅延したものとなる。

一般にアダプティブイコーライザーＥΩはＲＩ”シンボ
ル決定を行なうための便利な個所に挿入することができ
る。より正確にはイコーライザーＥＯは直線又は決定フ
ィードバックとし夫々第２Ａ及び２Ｂ図に示す。

第２Ａ図に示すリニャイコーライザーはインパルスレス
ポンスＣＫを有するアダプティブフィードフォワードフ
ィルタＦＦを有しており、これは受信データ信号ｒ５を
伝送されるデータ信号ａｋの真値エステイメイトＴ、に
変換する。このエステイメイトＬよりシンボルディテタ
クｌとｄが暫定シンホル決定ａ、を形成する。（１）式
を利用し、この入力信号γ、は次の如く書き表わされる
。

７ｋ　＝（ｒ＊ｃ）ｋ　＝　　（ａ＊ｆ＊ｃ）、　　−
１−（ｎ＊ｃＬ　　　　（３）フィートフォワードフィ
ルりＦＦのインパルスレスポンスＣ５は（１）式によっ
て受信データ信号ｒ、のデータ成分（ａ＊ｆ）ｋの内の
シンボル間妨害（ＩＳＩ）をアダプティブに調整される
ので、入力信号ａ。

のデータ成分（ａ＊ｆ紅）ｋはほぼＩＳＩ　を含まない
。

従って他の重要でない係数を除くと、インパルスレスポ
ンスＣつは極めて良好な近似で次式を満足する。

（ｆ＊ｃ）　ｋ−ａｋ（４） ここにおいてδつはクロネッ力（にｒｏｎｅｃｋｅｒ）
関数であり、次の如く表わされる。

（４）式及び（５）式を用いると（３）式は次の如く簡
単に表わされる。

ａｉ＋　　＝　　ａ、　　＋　　（ｎ＊ｃ）ｂ　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　（６）従ってシンボル
検出器ＩＯの入力においてはデータ信号ａｋのエスティ
メイｌ−ａｌ、が形成され、これは実際上ＩＳＩを含ま
ない。上述の式で生ずるフィルタされたノイズ信号（ｎ
＊ｃ）　ｋは一般に増幅された原のノイズ信号ｎ、′の
相関を形成する。これはフィードフォワードフィルタＦ
Ｆはオプション的な位相平衡を行なうのに加えて、一般
に振幅均等化を行い、これは伝送チャネルＣＨが大なる
減衰を示す周波数において、ノイズ成分の増幅が付加的
に行われるからである。

完全なために、ここにおいてシンボル検出器１０の入力
においてはｈの直接エステイメイトａｋが形成されるも
のと見做し、これはシンボル検出器ＩＤの入力に相関構
造れを生じ、これは一般に極めて精密に相関を行ったａ
ｋを表わすものとする。これと反対に、本願では詳細に
説明しない部分レスポンス技術においては、ａ、の直線
伝送部分ｂｋをエステイメイトする。これは同じくシン
ボル検出器ＩＤの入力においてこのｈｋのエステイメイ
トｂｋ　と精密な相関構造を有する。

上述のところから判るようにフィードフォワードフィル
タＦＦを正確に調整するとシンボル検出器ＩＯを正しく
動作させるために必要な入力信号″ａｋの相関構造が得
られる。この所望の相関構造に適合するフィードフォワ
ードフィルタＦＦはエラー信号ｅよの制御の下で行われ
、これは第２Ａ図の場合、ケ 入力信号りとシンボル検出器Ｉｎの出力信号８８間の差
を表わす。簡単なため第２Ａ図においてはこのエラー信
号ｅｋは差信号ａｋ−ａｋに等しいと見做した。

第２Ｂ図に示す決定フィードバックイコーライザー＋：
ｑは第２Ａ図の各素子に加えてインパルスレスポンスｑ
、を有するフィードバックフィルタＦＢを有し、このフ
ィルタはｌ≧１の場合、暫定シンボル決定れ−１を基礎
としてポスト発生ＩＳＩ　に対する打消信号を発生し、
この決定は既に行われており、この打消信号は演算回路
によってフィードフォワードフィルタＦＦの出力信号よ
り減算し、シンボル検出器■０の入力信号ａｋを得るよ
うにする。エラー信号ｅ／ｋ　はシンボル検出器Ｉｎの
人出力信号７つ及びａ□間の差を表し、これはシンボル
検出器１０の入力信号″ｉ２の所望相関構造を得るに使
用する。

これに対し２つのフィルタＦＦ及びＦＢの少なくとも１
つエラー信号ｅ、の制御の下でアダプティブに調整する
必要がある。

（１）式を用い第２Ｂ図のシンボル検出器ＩＤの入力信
号ａ５を次の如く書（ことができる。

Ｘ、　・　（ｒ零ｃ）、−（λ＊ｑ）ｋ　＝（ａ本ｆ＊
ｃＬ　　−（ａｃｑｕｉ＋　　＋　　（ｎ＊ｃ）、　　
　（（７）フィードフォワードフィルタＦＦを正しく構
成ずればその出力信号のデータ成分（ａｓｆ本ｃ）ｋは
見掛は上ポスト発生ＩＳＩのみを有することとなるので
極　　　　　′めて良好な近似で次式が成立する。

（ｆ＊ｃ）　ｋ　二　Ｑ、　　ｋ≦−１（８）ポスト発
生（ｃｕｅｓｉｃｅ）　ＩＳｌに対向するた約、フィー
ドパツクフィルタＦＢは原因的（ｃａｕｓａｌ）インパ
ルスレスポンスｑｋを有し、これに対しては次式が成立
する。

このようなフィードバックフィルタＦＢの原因的性質に
よって任意の瞬時における出力信号はｌ≧１における過
去の暫定的シンボル決定１に−１によってのみ決定され
る。

通常動作状態においてはこれらのシンボル決定は正しく
、そのような場合（８）及び（９）式を用いると（７）
式は良好な近似で次の如く書き表される。

？ｋ　−ａｋ　＋（ｎ＊ｃ）ｋ　　　　　　αＱこの式
によると間違った暫定シンボル決定ａ′のない場合には
ポスト発生［Ｓｌが実用上存しないデータ信号ａ、のエ
ステイメイトもが形成され、これはシンボル検出器ＩＯ
の入力に形成される。伝送チャネルＣＨのインパルスレ
スポンスｆｔニラ、（８）式によってカラザル（原因的
）のインパルスレスポンスにほぼ等しい（ｆ紅りに変換
する場合、フィードフォワードフィルタＦＦはノイズの
カラー化又はノイズの増幅を実際上生じない位相均等化
を遂行する。以下の説明を簡単化するためこの均等化ハ
伝送チャネルＣＨのインパルスレスポンス［５内に組み
入れられるものとし、この場合フィードフォワードフィ
ルタＦＦは省略することができる。

フィードフォワードフィルタＦＦの利得率がｆ、を含む
とすると、ｆｋのスケーリングが求められ、この場合例
えばｆ。−＝１となる。これらの２つの過程は以下の考
えには制限を及ぼさないが（７）式を次の如く簡単化す
る。

？＋、　　：　　（ａ＊ｆ）ｋ　−（Ｓ本ｑ）ｋ　　＋
　　ｎｋ　　　　　Ｑｌ）さらに（９）式を次の如く簡
単化する。

ｑ、・［ｋ−ａｋ　　　　　　　　　　θのこのため（
７）式は次の如く書き表わすことがてきる。

７＝　　（ａ＊ｆ）ｋ　−（ａ−δＬ　　＋　　ｊｌｋ
　＝３、“＋　（（ａ−７）本ｆＬ　＋　ｎｋＱｍエラ
ーのある暫定シンボル決定ａｋがない場合、上述の式中
（（ａ−′ａ）本ｆ）ｋがなくなるので次式が成立する
。

ａｙ　＝　ａｋ＋　ｎｋＱ４） 第１図に示した従来のポスト検出器ＰＤの従来の構造を
示すため、第３Ａ図はＩＳｒキャンセラー（上述のビグ
クエリ外の論文）の形態の既知のアダプティブポスト検
出器のブロックダイヤグラムを示し、第３Ｂ図は伝送デ
ータシンボルの最大可能性あるシーケンスの・エステイ
メイトを行なう装置（上述のり一及びヒルの論文）の既
知のアダプティブポスト検出器のブロックダイヤグラム
を示すものである。

第３Ａ図に示すポスト検出器はインパルスレスポンスＷ
ｋを有する受信フィルタｒ５を有する。受信データ信号
「、より受信フィルタＲＦはノイズが最大可能な限度で
抑制された濾波信号ｙｋを形成する。前述のリグリエ＋
Ｊ、Ｍの論文より既知の如く受信フィルタＲＦを゛マツ
チド　フィルタ″として構成し、そのインパルスレスポ
ンスを伝送チャネルＣＩのインパルスレスポンスｆｋの
時間の逆数として構成すると最大のノイズ抑制が得られ
る。原因的な従って物理的に相補可能なインパルスレス
ポンスＷ、を実現するため受信フィルタＲＦは長さＴを
有するＭ個のシンボル間隔の数に対応する信号遅延ＭＴ
を導入し、この時間は少なくとも伝送チャネルＣＩのメ
モリスパンに等しく、従って理想的にインパルスレスポ
ンスｗｋ　に対しては次式が成立する。

Ｗｋ　＝　ｒ、Ｉ−ｂ　＝　ｆ−（ｋ−１１）　　　　
　　　　　Ｑ５）ポスト−ディテクタＰｔ）も最終シン
ボル検出器ＦＤを有しており、これによって最終シンボ
ル決定？、−，ｌ／を形成し、さらに受信フィルタＲＩ
ｉの出力信号”ｌｈ内のＩｓＩを打ち消す手段を有して
いる。

これらの打ち消し手段はフィードフォワードｌＦＦ５ヲ
有シ、これはコーゲル（原因）　インパルスレスポンス
ｐｋ′を有しこれにより複数個の暫定的シンボル決定？
３′に応じてｙ５内のプレー発生Ｉ８１　に対する打ち
消し信号を形成し、更にフィードバック部ＦＢＳを有し
、これはコーゲル　インパルスレスポンスリア′を有し
、これによって最終シンボル決定ｄ□−０のＮ　数１１
．’；ｌに応答してｙｋ内のポスト−カーシブＩＳＩの
第２打ち消し信号を形成し、更に２個の打ち消し信号を
有するｙ５を最終シンボル検出器ＦＤに対する入力信号
１つ−１４に組み合わせる加算器を有する。

フィードフォワード及びフィードバック部ＦＦＳ及びＦ
ＢＳ並びに場合により受信フィルタＲＦは信号Ｔｋ−Ｍ
　と最終シンボル検出器ＦＤの出力信号飢−にの差を表
わすエラー信号Ｃｋ′の制御によりアダプティブに調整
される。ケー・ウエソロウスキ（Ｋ、　　Ｉｉｌｅｓｏ
ｌｏｗｓｋｉ）　　がＩεεＥ　トランザクションズコ
ミューケーション、ｖｏｌ、　Ｃ［］］Ｍ−３３．Ｎｏ
、５　１９８５年５月、ｐｐ、　４２５−４３２に″オ
ン　ザ　パフォーマンスエンド　コンバーゼンス　オブ
　ザ　アダプティブ　キャンセラー　オブ　インターシ
ンボルインターフェアレンス　イン　データ　トランス
ミソンヨン°゛に記載しているようにこのポスト検出器
の助けにより伝送品質の改良が得られることが多く、こ
れは信号対雑音比において１−２　ｄＢの改良が行われ
る。受信信号ｒｋの相関構造は正確には前もって知られ
ていないので、この受信フィルタがアダプティブ又は非
アダプティブの構造であるかないかに関係なくこれは受
信フィルタＲＦの出力信号ｙ、に対しても同様に適合で
きる。プレ発生成いはポスト発生［ＳＩ　に要求される
正確な打ち消しのためフィードフォワード及びフィード
バック部ＦＦＳ及びＦＢＳを夫々アダプティブ構造とす
ることが本質的に重要である。

式（１）を基本として第す図の受信フィルタＦＩＦの出
力信号ｙ、は次の如く記載される。

ｙｈ　　＝　　（ｒ＊ｗ＞、　　＝　　（ａ＊ｆ＊ｗ）
ｋ　＋　　（ｒｔ＊ｗ）ｋ　　　％Ｄ受信フィルタＲＦ
に対し０５）式にマツチフィルタの関係を利用すると上
式は次の如く書き表される。

ｙｗ　　・　（１本（ｆ＊ｆ−））ｋ−ｘ　　＋　　（
ｎ＊ｆ→　、−、Ｑ７＋この式中ｌｌ−Ｔｌを設けた記
号は時間反転を表わす。

従って例えば（ｔ’＊ｆ−＞ｍは伝送チャネルＣ１１の
インパルスレスポンス［、の自動相関機能を表わすもの
である。最終シンボル検出器ＦＤの入力信号に対しては
次式が成立する。

？ｍ−ｍ　　＝　　ｙｙ　　−（ａ＊ｌｌ’　　＞１．
　−（ｆｉ＊ｑ’　　）　　ｂ−ｘ　　　　θ（イ）従
って、 気−４・　（ａ＊（ｆ零ｆ−））ｍ−ｘ　　　（π本ｐ
’　　Ｌ　　”−（Ｒ＊ｑ’　　）　　ｋ−Ｍ　　＋　
　（ｎネｆ−）ｋ−Ｎ　　　　　（１９）これらの式よ
り明らかなように、ｙｋのデータ成分（１本（ｆ本ｆ−
））ア□内のプレーカーシブＩＳＩ　は暫定シンボルａ
うでＭシンボル間隔遅延していないものを基本としては
打ち消しされず、従って右側の＊２項（ｇ＊ｐ’）ｋに
よっては打ち消しできない。

また逆にｙｋのデータ成分（１本（ｆ零ｆ−））ｋ−ｘ
内のポストカーシブＩＳＩ　は暫定シンボル決定ｔｋを
基本とするかまたは量子化した良好な最終決定Ｑ　、−
Ｍ（ウエソロウスキの文献の第１図に記載参照）の両方
によって打ち消すことができる。暫定シンボル決定れを
基本とするプレーカーシブ及びボスト−カーシブＩＳＩ
　の打ち消しにより第３Ａ図に点線で示す如くフィード
バック部ＦＢＳを省略することができ、フィードフォワ
ード部ＦＦＳは０９）式により次の如くのインパルスレ
スポンスを有する必要がある。

フィードバック部ＦＢＳ　によりボスト−カーシブＩｓ
Ｉを打ち消す場合フィードフォワード及びフィードバッ
ク部ＦＦｓ　及ヒＦＢｓのインパルスレスポンスｐｋ及
びｑｋ′は当然次の条件を満足するを要する。

及び 式（２０）の場合も式（２１）及びり２２）の場合も間
違った暫定及び最終シンボル決定がない場合にはプレー
及びボストーカーシブＩＳｒの完全な打ち消しが可能で
あり、この場合式（１９）は次の如く簡単化される。

ａｋ−＋４　：　ａｋ−１１（［本ｆ−）。＋　　（ｎ
本ｆ−）ｈ−ｘ　　　（２３）この式により最終シンボ
ル検出器ＦＤの入力にはデータ信号ａｋ−Ｍの増幅率（
ｆ零ｆ−）。′で増幅された信号のエステイメイト￥□
−８が形成され、このエステイメイトではプレーカーシ
ブ及びボスト−カーシブＩＳＩ　は完全に打ち消され、
ノイズも最適に抑制される。これは受信フィルタＲＦが
Ｗ＝　−丁−（ｋ□、をもったマツチフィルタ型のイン
パルスレスポンスＷ、を有しているからである。上述の
文献ケイ、ウエソロウスキにも述べられているようにこ
の最適なノイズ抑制は最終シンボル決ぐ 定ａｋ−うの品質も改良し、これは暫定シンボル決定ａ
ｋに関するものであり、その改良はＳ／Ｎ比で１−２ｄ
［ｌ程度である。ここにおいてこの改良はリュー・ダブ
リュー・エム・ベルグマンス（Ｊ、Ｗ、　Ｍ。

Ｂｅｒｇｍａｎｓ）及びワイ・シー・つｔ　ン（Ｙ、Ｃ
ｏＷｏｎｇ）によって記載されたＡεｔｌ、　Ｖａｔ、
　４１．　Ｎｏ、　１．１９８７．９ｐ。

３３−３７の文献ア　シュミレーション　スタディオブ
　インターシンボル　インターフェアレンス　キャンセ
レーション′″に述べられている如く受信フィルタＲＦ
にマツチフィルタを使用することによって得られたもの
ではない。更に詳細にはこの文献はマツチフィルタ特性
により変位すると少量のプレーカーシブ１５１　が生じ
、これはほとんど伝送品質の損失を生じないが、これは
フィードフォワード及びフィードバック部ＦＦＳ及びＦ
ＢＳをエラーのある暫定及び最終シンボル決定のない場
合にプレーカーシブ及びボスト−カーシブＩＳＩ　を完
全に打ち消すようにした場合である。

第３Ｂ図に示すボスト検出器ＰＤは同じく補助信号ｒ、
を受信する加算器によって補助信号ｒｋ内のボスト−カ
ーシブＩＳＩ　のスパンを減少させるためのコーザルイ
ンパルスレスポンスｐｋ’　ヲ有−Ｊ−６フイ一ドフオ
ワード部ＦＦＳを有している。

この加算器の出力信号ｂｋをビテルビ（Ｖｉｔｅｒｂ＋
）検出器ＶＤに供給し、これによってｂＫを基本として
伝送データシンボルａｋの可能性あるシーケン会 スａｋ−）ｌを決定する。入力信号ｂｋ内のＩＳＩ　１
１７）７バンが減少したことにより比較的に簡単なビテ
ルビ検出器ＶＤでこれに充分である。ビテルビ検出器の
入力信号ｂｋ内に残留しているＩＳＩ　は予め正確には
知られていない相関構造を有しているのでフィードフォ
ワード部ＦＦＳとビテルビ検出器ＶＤの両者は例えば第
２八図及び２Ｂ図よりのエラー信号ｅ。

を用いてその制御によってアダプティブに調整する必要
がある。

第３Ｂ図に関しビテルビ検出器ＶＤの入力信号ｂｋは次
式の如く書き表される。

ｂｉ（；　ｒｍ　　−（ａ”ｌ”　　Ｌ＋　　　　　　
　　　　　　　　（２４＞（１）式を用いるとこの式は
次の如くなる。

七 ｂｋ　・　（ａ＊ｆ）ｋ　　（ｉ＊ｐ’　　Ｌ　　＋　
ｎｋ　　　　　（２５）この式の右側の第２項により表
される補助信号Ｃ３内のＩＳＩ　のスパンの減少は、伝
送チャネルＣ１ｌのインパルスレスポンスｆ３を次式の
如く分離することにより簡単に説明できる。

ここにおいて 及び これらの式を用いると適当に選択され且つ一般に小さな
メモリスパンを有している頭の切られたインパルスレス
ポンスｆＬ　と残りのインパルスレスに ポンスｆ’とに分割できる。この場合、フィードに フォワード部ＦＦＳの任務は残りのインパルスレスポン
スｆ’のスパン内のＩｓＩを打ち消すことである。これ
に対しフィードフォワード部ＦＦＳのインパルスレスポ
ンスｐｋ′は次の如く選択する。

ｐｋ′＝　ｆ’　　　　　　　　　（２９）（２６）式
及び（２９）式を使用すると、（２５）式は次の如く表
される。

り す、　　−（ａ本ｆＬ）ｋ　＋　　（（ａ−ａ）零　ｆ
’）ｋ　＋　　ｎｂ　　（３０）エラーのある暫定シン
ボル決定ａｋのない場合、−の式中の項（（ａ−７）＊
ｆ　’）ｂは消去できるので次式が成立する。

傷 ｂｌ　＝　（ａ＊ｆｔ）、、　＋　ｎｋ（３１）これは
（２７）式を基礎とするとす、のみが長さＬＴをもって
いる残りの減少しだスパン内にＩＳＩ　を有しているの
で、比較的に簡単なビテルビ検出器ＶＤで充分であるこ
とがわかる。

伝送チャネルＣＨの伝送特性の主キャラクタ−に関する
優先度の知識が利用可能な場合は、本発明はポスト検出
器Ｐ［］を非アダプティブとし従って簡単にこれを構成
することができる。この簡単化に伴う伝送品質の損失は
極く僅かであり以下これについて説明する。

第・１図は本発明装置のブロック図を示し、これは第２
Ａ図のアダプティプリニアイコーライザＥＱと、同じく
第３Ａ図に用いられているＩｓＩ打ち消し原理に基ずく
非アダプティブポスト検出器ＰＤを有しているものであ
る。本例においては第１図に示した場合と異なりポスト
検出器ＰＤの補助信号は受信データ信号ｒ、で形成され
るものでなく第４図のイコーライザＥＱ内のシンボル検
出器１０の入力信号量により形成される。この信号は（
６）式により極めて精細に規定された相関構造を有しデ
ータ信号ａｋのほぼ固定相関関係を与えられる。これは
暫定シンボル決定ａｋに対してもあてはまり、従ってポ
スト検出器ＰＤの非アダプティブ構造で充分である。こ
れに関し伝送チャネルＣ１１の伝送特性の主キャラクタ
−に関する優先度の知識を利用すれば正しい設計が可能
である。これは予め分かっている伝送チャネルＣｌｌの
通常のインパルスレスポンスｇｋの項で優先度の知識が
簡単に代表され、そのレスポンスは実際のレスポンスｆ
ｋ′を用いて現されこれは次式により［ｋと関連する。

ｆｋ＝　ｇ＋＝＋Δｋ（３２） ここでΔ、は通常及び実際のインパルスレスポンス間の
比較的に小さな差を表す。

式（６）に応じてこの場合におけるシンボル検出器団の
入力信号匙はノイズ成分（ｎ＊ｃ）　ｋを有しこれはフ
ィードフォワードフィルターＦＦにより増幅される。第
２八図を第３八図と組み合わせて便宜上形成される受信
フィルターＲＦはこのノイズ成分を極めて良好に抑制す
る。伝送チャネルＣＨのインパルスレスポンスｆ、に関
する正確な優先度知識が得られる場合には、受信フィル
ターＲＦをその出・力信号ｙｋが（１７）式により説明
された従来の場合と同様に同じノイズ成分（ｎ＊ｆ　−
）　＊□と同じ値となるように構成すれば最大のノイズ
抑制が可能となる。第４図より次式が成り立つ ｙ、　・（ａ＊ｗ）−（３３） これは式（６）により受信フィルターＲＦのインパルス
レスポンスｗｋは次式を満足することを意味する。

（Ｃ＊曽）ｋ　＝ｆ−＜ｋ−Ｍ）　　　　　　　　　　
　　　　　（３４）イコーライザＥＯのアダプティブ特
性によりインパルスレスポンスｃｋは（４）式を満足す
るのでｆよのコンポルージョンを行ったのち（３４）式
は次のように簡単化されろ。

Ｗｕ　−（ｆ＊ｆｊｋ−イ　　　　　　　Ｃ１５）従っ
てこの場合における受信フィルターＲＦのインパルスレ
スポンスＷ、は伝送チャネルＣＩのインパルスレスポン
スｆｋの自動相関関数（ｆ＊ｆ−＞ｋの遅延されたもの
と理想的には等しくなる。

しかしながら実際上は正確な形の九の優先度の知識は得
られないため、受信フィルターＲＦは伝送チャネルＣ）
ｌのノミナルなインパルスレスポンスｇｋによってのみ
構成される。従って次式の通りとなる。

Ｗ、　・（ｇ＊ｇ−ｈ−・　　　　　　　　　　　　（
３６）この選択により達成されるノイズ抑制は従来のア
ダプティブ平衡により達成されるノイズ抑制とほぼ同じ
でありこれはノミナル及び実際のインパルスレスポンス
ｇ、及びｆｋ間の比較的小さな差Δ５を考えればこのよ
うになる。＜６）式及び（３３）式の助けを借りるとこ
の場合受信フィルターＲＦの出力信号ｙｋは次の式の形
態となる。

ｙ、　＝（ａ＊軸＊ｇ　−））ｋ−ｘ　＋（ｎ本ｃ本（
ｇ零ｇ−））ｔ、−ｉｔ　　　　　　　　　　　　（３
７）この式はシンボル検出器■０を受信フィルターＲＦ
の非アダプティブ形態と組み合わせた入力信号ａ。

の固定相関構造を示しておりこれは受信フィルタ−ＲＦ
の出力信号ｙｋのデータ成分（８本（ｇ零ｇ−）　）　
ｘ−関の固定相関構造を導く。従って非アダプティブフ
ィードフォワード及びフィードバック部ＦＦＳ及びＦＢ
Ｓに基ずいてこの出力信号ｙ、内のブレカーシブ及びポ
ストカーシブＩＳＩを打ち消すことができる。このよう
にしてポスト検出器ＰＤは完全に非アダプティブ形態で
あり従ってその構造が簡単となっているもので充分役目
をすることがわかる。このポスト検出器ＰＤの構造の簡
単化は伝送品質には極めて僅かな品質低下しかもたらさ
ない。これは受信フィルター［ＩＦにより実現されるノ
イズ抑制が依然としてアダプティブ状態におけるノイズ
抑制に対応するものであるからである。

第４図においてポスト検出器ＰＤも最終シンボル検出器
Ｉ’Ｄの入力信号ａｋ−Ｍと出力信号？に−Ｍ間の差を
表すエラー信号ｅ５を発生するように構成する。この信
号ｅｌ′は第４図のイコーライザＥＱ内のアダプティブ
フィルターＦＦの調整のために使用しこれは第’２　ａ
図よりのエラー信号ｅｋに比して量的に貧しいためであ
る。

実際上は伝送チャネルＣ１ｌのノミナルなインパルスレ
スポンスの正確な選択にはある程度の自由度がある。こ
の自由度を利用してさらにポスト検出器ＦＩＤを簡単化
することができる。これはこのインパルスレスポンスｇ
ｋは多項式ｇ（Ｄ）の部分レスポンスにより一部的に特
性が表されていることにより説明できる。上述のカバル
（Ｋａｂａｌ）及びパシュパシイ（Ｐａｓｕｐａｔｈｙ
）　により表された文献によって遅延オペレーター内の
多項式ｇ（Ｄ）は比較的に低いオーダーでありそのスケ
ールリストとしてはその他の部分は特に重要でなく整数
値の係数のみが重要である。従って受信フィルターＲＦ
のインパルスレスポンスｈは式（３６）によりインパル
スレスポンスｇｈの自動相関関数の遅延部分でありこれ
は極僅かな数の非零係数を有しておりこれも整数である
。ここで見られるようにこれは極めて簡単なデジタル処
理方式となる。このような選択穴行った付加的な利点は
多くの場合において部分的レスポンスの多項式の極僅か
な桁によって受信フィルターＲＦの出力信号ｙｋはパマ
ッチしたフィルター°′を用いる場合に比較してより少
ないブレカーシブ（前に書き込まれた’）　ＩＳＩを導
き得ることである。

上述のベルクマン及びオンの文献に現れているようにこ
れは一般に“マツチドフィルター”を使用する場合の品
質に比しその伝送品質がほとんど劣っていないものであ
る。

ポスト検出器ＰＤのこのようなより一層簡単化を行いう
る可能性について情報密度の低いデジタル磁気記録計に
多く利用されるインパルスレスポンスｆｋでは極めて近
似的に簡単な２項の多項式により次の如く表される。

ｇ　（Ｄ）　＝１−Ｄ　　　　　　　　　　　（３ｇ）
ジエイ・タフリュ・エム・ベルグマンス（Ｊ、　Ｗ、　
Ｍ。

Ｂｅｒｇｍａｎｓ）　Ｐｈ１ｌｉｐｓ　Ｊ、　Ｒｅｓ、
Ｖｏｗ、４１．　Ｎｏ、　６．　ｐＨ。

５３１−５５８．１９８６に発表された文献“ディスク
レー′ドータイム　モデル　フォア　デジタル　マグネ
チック　レコーディングにこれが示されている。

式（３６）を用いかつＭ・１とすると次式が得られる。

そのため受信フィルターＲＦはより極めて簡単な方法で
デジタルに構成できる。

式（３３）により受信フィルターＲＦの出力信号ｙ５内
のＩＳＩ　は完全に受信フィルターＲＦのインパルスレ
スポンス６で決定すれこのインパルスレスポンスはここ
に挙げた例では式（３９）で与えられ、ブレカース及び
ボストカースＩＳＩ　打ち消し用のフィードフォワード
及びブイ−ドパツク部ＦＦＳ及びＦＢＳの設計はこのイ
ンパルスレスポンス６′によって完全に定められ、また
この例ではこれら２つの部分の対応のインパルスレスポ
ンスｐ’ｍ及ヒｑ′つは次式の如くなる。

及び 従って加算器内で行われる符号の反転を組み合わせると
フィードフォワード部ＦＦＳは直接接続に再発生を行い
、一方フイードバンク部ＦＢＳは１シンボル間隔Ｔに亘
って極めて簡単に再発生を行う。

第４図に示したこれらの簡単化は本発明を決定フィード
バンク型として配置した場合のイコーライザＥΩに対し
ても可能である。これを以下第５図に関して説明する。

第５図は第４図に比較して第２Ｂ図の決定フィードハラ
フィコ−ライザεＯを用いろところが相違している。

第５図においてアダプティブイコーライザＥＱはテーク
信号ａｋのエステイメイトａ、を形成しこれは式（１３
）で与えられるものでこの式（１３）は通常の動作状態
では（１４）式に簡略化される。

第５図に対応する従来の配置においてはポスト検出器Ｐ
Ｄに対する補助信号を受信データ信号ｒ５で構成しく第
５図において点線で示す）受信フィルクーＲＦは伝送チ
ャネルＣＨのインパルスレスポンスｈに最適にマツチし
ている必要があり最大のノイズ抑圧の利点を得るために
は式（１５）に対比するものとする必要があった。新規
な第５図の構造においては受信データ信号ｒｋによるシ
ンボル検出器ＩＤの入力信号ａつをポスト検出器ＰＤの
補助信号として使用する。Ｌは受信データ信号「５′と
同じノイズ成分ｎｋを有しているので、受信フィルター
ＲＦはここにおいても式（１５）で示すように゛′マツ
チドフィルター″とする必要があり、これはノイズ成分
ｎ１．を最大に抑圧しようとする場合である。ポスト検
出ＢＰ［］の実際上のｆ、に関する知識が欠如している
ため、受信フィルターＲＦは伝送チャネルＣ１＋のノミ
ナルなインパルスレスポンスｇｋのみにマツチし、従っ
てこの場合次式の如くとなる。

Ｗｌ、’ｇ＋−に＝　　と−（ｋ−に）（４２）このよ
うにして達成されるノイズ抑制は従来のアダプティブノ
イズ抑制において達成されるものとほぼ同等である。

念のため第３Ｂ図に示した従来既知のアダプティブ装置
形態においても複雑性のため非アダプティブで式（４２
）に従ったアプロキシメイトマッチドフィルターを使用
する方が好都合であった。これらのような場合で伝送チ
ャネルＣＨの実際のインパルスレスポンスｆ、がノミナ
ルなインパルスレスポンスｇｋ′　に等しくない場合、
受信フィルターＲＦの出力信号ｙ、内のデータ成分（ａ
京ｆ本ｇ−）　ｋ−ｓに至るがこれは（１７）式による
原のデータ成分（ａ本ｆ本ｆ−）　ｋ−を正確１こ表す
ものではない。プレカーシブ及びポストカーシブＩＳＩ
　を打ち消すためフィードフォワード部ＦＦＳを利用す
る場合はそのインパルスレスポンスｌ］’ｉ＋　はこの
変形ＩＳＩ　に次の如くして適合する必要がある。

この式はノミナルな場合（すなわちｇｂ”ｆｋの場合）
には当然原の式（２０）と同一でなければならない。こ
れは（４２）式による非アダプティブ受信フィルターＲ
Ｆの場合であり最終シンボル検出器ＦＤの≦ン 入力信号ａｋ−ＩＩ＋には次式が成立する。

ら ａｋ、−ｘ　　＝（ａ本ｆ＊ｇ　　−）　　ｈ−ｘ　　
　（Ｓａｐ’）　　ｋ　　＋＋（ｎ＊ｇ−）　ｋ−１！
　　　　　　　　　　（４４）第５図の新規な状態にお
いて受信フィルタＲＦの出力信号ｙｋ−（ａ＊Ｗ）ｗは
（１１）式を使って次の如く表される。

ｙｂ　　＝　　（ａ＊ｆ＊ｗ）ｋ　−（ａ＊ｑ＊ｗ）ｋ
　＋　　（ｎ＊ｗ）ｂ　　（４５）この式を従来のアダ
プティブ方式における対応の式（１６）と比較すると、
この出力信号ｙ、は暫定シンボル決定ａｋの形態におい
て付加的な貢献−（８零ｑ本ｗ）ｙが得られ、これはイ
コーライザ゛−ＥＱ内のフィードバックフィルタＦＢに
より濾波され、次いでポスト検出器ＰＤ内の受信フィル
タＲＦによって濾波される。式（４４）による原入力信
号と等しい最終シンボル検出２ＣＦＤの入力信号ａｋ−
Ｍを得るためこの付加的貢献−（Ｒ＊ｑ本ｗＬ　はこれ
を同じ大きさの付加的貢献をフィードフォワード部ＦＦ
Ｓを通じて加えて除去して打ち消す必要がある。従って
フィードフォワード部ＦＦＳの原インパルスレスポンス
ｐｋ′　に貢献（コントリビージョン）　（ｑ＊ｗ）　
ｋを加える必要がある。暫定的シンボル決定ａｋを基礎
としてプレーカーシブ及びポストカーシブＩＳＩ　を打
ち消すためには近似的゛マツチド　フィルタ′”の使用
により式（４３）による原のインパルスレスポンスｐｋ
′を用いる必要があり、このためこれは次の如く書き表
される。

式（１２）及び（４２）より次式が成立する。

（ｑ＊ｗ）ｍ　　・　（ｆ本ｇ　　−）ｋ−ｗ　　−ｇ
−（ｋ−ｉｎ　　　　　（４７）従って（４６）式は次
の如く簡単化される。

ここにおいてに２Ｍ＋１に対しては優先度（ｐｒｉｏｒ
ｉ）の知識を使用すればｇ、は原因的（コーゲル：ｃａ
ｕｓａｌ）関数となる。この式によるとフィードフォワ
ード部ＦＦＳは明らかに最早ポスト−カーシブＩＳ１を
打ち消す必要はなくなる。これはイコーライザーＥＯ内
のアダプティブフィードハックフィルタＦＢとポスト検
出器ＰＯ内の非アダプティブ受信フィルタＲＦのカスケ
ード（縦続）接続によって暫定シンボル決定？５を基礎
としてこの消去が既にアダプティブに行われているから
である。このことによりフィードフォワード部ＦＦＳの
構造をより簡単になし得ることは明らかである。（４８
）式よりｐｋ′はに＝Ｍのみに対し伝送チャネルＣＩ＋
の実際のインパルスレスポンスｆｋに応答し、このレス
ポンスはその優先度は知られていない。この値ｐ８′に
対し最良の非アダプティブ選択を行えばノミナルのイン
パルスレスポンスｇｋでｆｋ’　ヲ置換することができ
るので次式の如くとなる。

ｐｍ’　　”　　ｇｏ−軸車ｇ−）ｏ　　　　　　　　
（４９）このようにフィードフォワード部ＦＦＳの構成
に関する要求を説明するため次の表はフィードフォワー
ド部ＦＦＳのインパルスレスポンスｐ５′で異なる部分
レスポンス多項式ｇ（Ｄ）を使用し、伝送チャネルＣＨ
のノミナルインパルスレスポンスｇｋを表わす場合に必
要とされるものである。

レスポンスｇ（Ｄ）　＝（１＋Ｄ）２（実際上重要度は
少ない）を除いて係数ｐｋ′は０又はｌの絶対値をイ１
−し、これによってフィードフォワード部ＦＦＳを極め
て簡単にディジタル構成することができる。

これまでに既に説明したように従来のアダプティブポス
ト検出器ＰＤによってフィードバック部ＦＢＳにより量
子化された良好な最終シンボル決定り ａｋ−）ｌによってポスト−カージグＩＳＩを打ち消す
ことは基本的には可能である。フィードフォワード部Ｆ
ＦＳの非アダプティブディメンションを適当に決定する
ために、すぐ前に説明したところよりこの場合における
ポスト検出器ＰＤのフィードフォワード部ＦＦＳ並びに
フィードバック部ＦＢＳの両方を構成することができる
。簡単のためにその詳細については反復しないが次の表
はその状況を説明するものである。

この表においては極めて強度に量子化されているが、し
かも依然として比較的に短いインパルスレスポンスが実
際上高いシンボル速度１／Ｔにおいても容易に実現する
ことができる。

第５図の装置によって達成される伝送品質を示すため、
第６Ａ図及び第６Ｂ図はシミュレーションによって得ら
れたグラフ及び上述のベルブマンの文献に発表されたよ
うな種類の一対のディジタル磁気記ｆ、％のグラフを示
すものであり１．これらの方式は夫ン異なる量子化情報
密度りを有しているものである。これらの図表はエラー
の（間違っている）シンボル決定の確率を示すもので図
示の場合はビットエラー速度（ＢεＲ）を装置の入力に
おける信号対雑γｆ比（ＳＮＲ）の関数として示すもの
である。

夫々の場合において伝送チャネルＣＨのノミナルインパ
ルスレスポンスｇｋの特徴を表わすために部分的レスポ
ンス多項式ｇ　（Ｄ）・１−Ｄを使用している。極めて
低い量子化した情報密度Ｄ＝０．１　に対しては第６八
図に示しである実際のインパルスレスポンスｆｋ　ハノ
ミナルインパルスレスポンスｇｋ＝６３〜δ、−１にほ
ぼ等しい。しかしながら、これより５倍の大なる量子化
情報密度Ｄ＝０．５に対してはｍ６Ｂ図に示すようにノ
ミナルインパルスレスポンスはｇｋ＝　δ、＝δに−１
が既に始めから変位しており、この場合ｇｋは依然とし
て妥当なｆｋＯ値を有しているにもかかわらずこのよう
になる。

第６八図及び第６Ｂ図の曲線（ａ）は伝送データシンボ
ルａｋ′の最大ｉ’Ｊ能性あるシーケンスを見積もった
検出器装置により得られる理論的な最適値を示すもので
あり、この最適値はこの場合いわゆる゛マンチド　フィ
ルタ　バウンド”（ＭＦＢ）　に一致するっ第６Ａ図及
び第６Ｂ図内の曲線（ｂ）は第５図の装置においてイコ
ーライザーεＯの出力における暫定的シンボル決定？、
に対するビットエラーレート（１３１ＥＲ）を示すもの
である。第６Ａ図及び第６Ｂ図における曲線（Ｃ）は第
１図に示す従来既知の装置を使用し１．夫々第２Ｂ図に
示すアダプティブイコーライザーＥＱをもった場合並び
に第３Ａ図に示すアダプティブポスト検出器ＰＤを有す
る場合における最終シンボル決定？□−イに対するビッ
トエラーレー）　（ＢｆＥＲ）　を示すものである。最
後に第６Ａ図及び第６Ｂ図に示す曲線（ｄ）は第５図に
示す如く本発明によるポスト検出角 器ＰＤの出力における最終シンボル決定ａｋ−Ｈに対す
るビットエラーレートＢＥＲ”　ビット誤差率″を示す
ものである。

第６八図内の実際のイパルスレスポンスｆｋ　とノミナ
ルのインパルスレスポンスｇ、は実買上同−であるため
、第５図の非アゲブチイブポスト検出ＨＳ　Ｉ’　Ｄの
構成と第３八図に示したアダプティブポスト検出器ＰＤ
の構成はこの場合同一となり、これについては既に説明
した。従って第６Ａ図において曲線（Ｃ）及び（ｄ）は
互いに一致する。しかし一方において曲線（Ｃ）反び（
、Ｊ、）と他方において曲線（ｂ）を比較すると＾ きこの場合の殻材シンボル決定ａ、−□は暫定シンボル
決定ａｋより品質が良好となっていることがホされてい
る１、最後に第６Ａ図は曲線（Ｃ）及び（ｄ）が曲線（
ｎ））の“マンチド　フィルタ″領域よりも短いことを
伯している。。

第６Ｂ図の場合において、ｇｋ・δ５−δ、−１は実Ｉ
ｔ＜のインパルスレスポンス「３のリーゾナブルな形態
を示すものに過ぎない。第５八図に示した非アゲブチイ
ブポスト検出器ＰＤによって達成され、ノミナルインパ
ルスレスポンスｈに調整される伝送品質曲線（ｄ）は第
３Ａ図に示す完全アダプティブポスト検出器ＰＤにより
得られる品質曲線（Ｃ）よりも当然短（なる。この第３
八図の場合は実際上実際のインパルスレスポンスｆｋの
正確な形状に完全にアダブト　（適合）されている。し
かしながらすでに説明したようにこれら２つの曲線（Ｃ
）と（ｄ）の間の差は比較的に極めて小なるものである
。第６八図の場合と同様にこれら２つの曲線（Ｃ）及び
（ｄ）による最終シンボル決定ａｋ−Ｈの品質はイコー
ライザ−ＢＯの出力における暫定シンボル決定ａｋ（曲
ｉ　（ｂ））よりはるかに良好なものである。図面より
判るように２つの曲線（Ｃ）及び（ｄ）は曲線（ａ）に
示されている“マンチド　フィルタ　バウンドよりも短
い領域に位置する。

情報密度りがより増加すると実際のインパルスレスポン
スｆ、はノミナルのインパルスレスポンスｇｋ・δ、−
δに−１よりもより一層変位する。

ある特定の情報密度りよりノナミルインパルスレスポン
スｇｋはある［、の実現性ある形態より１′１”；［［
れてゆき第５図のポスト発生検出器ＰＤの最終シンボル
決定ａｋ−Ｈの品質が良好とはならず、暫定シンボル決
定含５の品質よりも悪いものとなる。シュミレーション
の結果これは情報密度りが約り一１．２よりこれが該当
しこの場合法の各式が成立する。

ｆｏ＝ｌ、　　ｆ、＝−ｏ、：３：３．　　ｆ２＝−０
，３９，ｆ３＝−０，１５゜「、・−０，０６，ｆ、・
−０，０３，ｆ６−０．０２．　　ｆ、−０，０１（５
０）従ってこのスタイルｇ。−１，ｇｔ−１は明らかに
現実性がない。

ポスト検出器ＰＤを伝送データシボルの最大可能性ある
シーケンスをエステイメイトするように構成する場合に
も伝送チャネルＣＨの伝送特性の主キャラクタの優先度
の知識を利用するとポスト検出器ＰＤを非アダプティブ
に、従って簡単に構成することができる。以下第７図を
参照しこれに関し説明する。第７図は本発明による回路
配置のブロック図で、第２Ｂ図に示した決定フィードバ
ックイコーライザーＥＱを有し、更に伝送されるデータ
シンボルの最大可能性あるシーケンスをエステイメイト
するように構成した非アダプティブポスト検出器ＰＤを
有するものである。

第７図において、アダプティブイコーライザー巳Ｑはデ
ータ信号ａ、のエステイメイト祝を形成しこれはαＪ式
で与えられ、又この式は通常の動作状態では００式に簡
略化される。

ポスト検出器ＰＤに対する補助信号を受信データ信号ｒ
ｋ　　（第３Ｂ図）で構成する第７図に対応する従来の
回路においてはフィードフォワード部ＦＦＳは伝送チャ
ネルの残留インパルスレスポンス［。

にできれば最も近く対応するインパルスレスポンスｐｋ
′を与える必・反があり、これは式（２８）と（２９）
を対比する如（であり、更にベルテルビ検出器ＶＤの入
力信号ｂｋ内のポスト−カーシブ（書込み）ＩＳＩのス
パンを減少させ、伝送チャネルＣＩ＋の頭を切ったイン
パルスレスポンス［ｔのメモリスパンＬＴにするために
は（２７）式、（３０）、　　（３１）式の如くする必
要がある。第７図に示す本発明の回路においては、イコ
ーライヂーＥＱ内のシンボル検出器ｌｌ）の入力信号等
を使用しこれを受信データ信号ｒ。

の代わりに用いてポスト検出器ＰＤに対する補助信号と
する。ｒｋに比較してこの補助信号は暫定シンボル決定
りの形成においてまたこれはイコーライザーＥＱ内のフ
ィードバックフィルタＦＤで濾波される決定に対し次の
貢献を行なう。＝（６本ｑ）ｋ・−（ｒ本（ｆ−δ）ｋ
　ｏ式（３０）によって原入力信号と同一のビテルビ検
出器ＶＤの入力信号す、を得るためこの付加的な貢献−
（３本（ｆ−δ））ｋはこれを同じ大きさのコントリビ
ージョンをフィードフォワード部ＦＦＳで減算して打ち
消す必要がある。これは原のインパルスレスポンスｐ、
’　ｒ　’の場合に（δ−ｆ）ｋのｘＴ１ｔｉ＆を加算
することを意味する。この新しいインパルスレスポンス
ｐｋ′は次式で与えられる。

ｐ、’−ｒ’　＋　δ−−Ｌ＝　　　　（５１）この式
は式（２６）を使用すると次の如く簡単化される。

ｐ３′−δｈ　　　ｆ　ｔ（５２） ［、の正確な形状の優先度の知識、従って「１の知識が
欠如しているのでフィードフォワード部ＦＦＳは伝送チ
ャネルＣＨのノナミルインパルスレスポンスｇｋによっ
て構成しなければならないので次式％式％ ここにおいてｇｔ　とノミナルインパルスレスポンに スｇｋの頭をきった形状（ｔｒｕｎｃａｔｅｄ　ｖｅｒ
ｓｉｏｎ）ですなわち次の如くとなる。

この式並びに００式を用いるとエラーの暫定的シンボル
決定ａｋのない場合にはポスト検出器ＰＤ内のビテルビ
検出器ＶＤの入力信号ｂｋは次の形態となる。

〜 １１１（＝　ｉｌｋ　＋ｎｋ−（ａｔ（δ−ｇｔ））ｂ
−（ａ＊ｇ’）ｋ　−ｎｍ　　　　　　　　　　　　　
　（５５）この式はシンボル検出器ＩＯの入力ＩＪ号二
のＦ口開構造をフィードフォワード部ＦＦＳの非アダプ
ティブ形状と組み合わせるとビテルビ検出器ＶＤの入力
〜 信号す、のデーク成分（ａ＊ｇｔ）ｈの固定相関構造が
得られる。従って完全にアダプティブであり、従って簡
単なＩ造のポスト検出器ＰＤで充分であることが確認さ
れる。前に述べた場合と同様にポスト検出器ＰＤの構造
の簡単化は伝送品質を極く僅か損なうのみで完成でき、
これはノミナルのインパルスレスポンスとアクチュアル
のトランケーテソドインパルスレスポンス間の差すなわ
ちｇｌ　とｆｔＯ差を見れば明瞭に理解されよう。ノミ
ナル（正常な場合）即ち［ｔ−８ｔＳ第７図による非ア
ダプティブポスト検出器ＰＤは従来の例えば第３Ｂ図に
示したアダプティブポスト検出器ＰＤと完全に均等とな
る。

ノミナルなトランケーテノドインパルスレスポンスｇｔ
の特徴を表わすために部分的なレスポンス多項式ｇ（Ｄ
）を使用する場合ポスト検出器ＰＯ内のビテルビ検出器
ＶＤの入力信号ｂｋ　は極めて簡単な相関構造で発生で
きる。この場合にはより簡単な最終シンボル検出器を使
用できるがこれは最終シンボル決定ａｋ−ｘを形成する
のにビテルビ検出器でよいからである。このような検出
器はジェー・コバヤシ（ｊ、　Ｋｏｂａｙａｓｈｉ）及
びディー・ティー・タン（Ｄ、　Ｔ、　Ｔａｎｇ）がＩ
ＥＥＢ　　）ランザクションズ・コミュニケーションズ
・テクノロジー、ｖａｌ□ＣＯ！、１−１９゜Ｎｏ、　
４．　１９７１年８月、　ｐｐ４６７−４７７に″オン
・テ゛コーディング　オブ　コーリレイティブ　レベル
コーディング　システムズ　ウィズ　アンビギュイティ
　ゾーン　デテクションパとした論文より既知である。

ここの述べられたこの文献の記載では伝送品質はビテル
ビ検出器の品質より僅かに低いこととなっているが、こ
れにより得られろ装置の構造ははるかに簡単となる。

第４図に示した或いは第５図に示したポスト検出器ＰＤ
内に最終シンボル検出器ＦＤより簡単にするため別な種
類のシンボル検出器を使用することができ、例えば上述
のコバヤシ及びタンの記・１曳の如くの種類のものを使
用することもできろ、３このような最終シンボル検出器
ＦＤの入力信号τ１ｔ、−Ｍの正しい相関を得るためフ
ィードフォワード及びフィードバック部Ｆ　Ｆ　Ｓ　と
ＦＢＳのインパルスレスポンスは上述の相関構造に適合
するようにする必要がある。これは上述の如く極めて詳
細に説明したところであるが、これらの手段を如何にし
て適合するかの詳細については簡略化のためこの説明を
省略する。

伝送チャネルの伝送特性における主キャラクタ−の優先
度の知識を基にして非アダプティブポスト検出器を構成
する手段については極めて一般的であるので任意のアダ
プティブイコーライザーＥ口或いは異なる種類の非アダ
プティブポスト検出器ＰＩ）に対しこれを応用すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は既知の分散伝送チャネルを有しアダプティブイ
コーライザー及びアダプティブポスト検出器を有するデ
ータ伝送系の機能的ディスクリートクイムモデルを示す
図面、 第２八図及び第２Ｂ図はデシジョンフィードバック１、
（ＩＩ！■アダプティプリニアイコーライザー及びアダ
プティブイコーライヂーを示すブロック図、ｍ３Ａ１１
はインターシンボルインターフェアレンスキャンセラー
形態の既知のアダプティブポスト検出器を示すブロック
図、 第３Ｂ図は伝送データシンボルの最大可能性あるシーケ
ンスをエステイメイトするように構成した既知のアダプ
ティブポスト検出器のブロック図、第４図はアダプティ
ブリニアイコーライザー及び非アダプティブポスト検出
器を有し、インターシンボル妨害キャンセルを行なう本
発明による装置のブロック図、 第５図はアダプティブデシジョンフィードバンクと非ア
ダプティブポスト検出器を有し、シンボル間妨害打ち消
しを行なうようにした本発明の装置のブロック図、 第６Ａ図及び第６Ｂ図は第５図の装置において暫定的シ
ンボル決定及びＲｋＸ的シンボル決定を行なう場合の品
質を夫々示す図、 第７図はアダプティブデシジョンフィードハノクイコー
ライザー及び非アダプティブポスト検出２ｇを有し伝送
データシンボルの最大可能性シーケンスをエステイメイ
トするように配置した本発明による装置のブロック図で
ある。 特許出願人　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、主キャラクタのみの優先度が判明している伝送特性
   を有する分散伝送チャネルによってシンボル速度１／Ｔ
   で伝送されるデータ信号内に導入されるシンボル間妨害
   及びノイズ対抗回路であり、暫定的シンボル決定を行う
   固定シンボル検出器と、該シンボル検出器の入力信号を
   形成する少くとも１個のアダプティブフィルタとを有す
   るアダプティブイコーライザ、ならびに本回路の入力に
   おける伝送データ信号より導出した補助信号を用いて得
   る暫定シンボル決定より最終シンボル決定を形成するポ
   スト検出器を有する対抗回路において、 非アダプティブに最終シンボル決定を形成 するようにポスト検出器を配置し、シンボル検出器の入
   力信号によって前記補助信号を形成することを特徴とす
   るシンボル間妨害及びノイズ対抗回路。 ２、非アダプティブポスト検出器をアダプティブイコー
   ライザ制御のためのエラー信号発生用に設けた請求項１
   記載の回路。 ３、アダプティブイコーライザをリニアイコーライザと
   する請求項２記載の回路。 ４、アダプティブイコーライザを決定フィードバックイ
   コーライザとする請求項１または２記載の回路。 ５、ポスト検出器はシンボル検出器の入力に接続した受
   信フィルタと、複数個の連続暫定的シンボル決定に応じ
   てシンボル間妨害に対する第１打消信号を形成するフィ
   ードフォワード部と、最終シンボル決定を形成するため
   最終シンボル検出器の入力信号に受信フィルタの出力信
   号と第１補償信号を加算する加算器とを具えてなり、前
   記受信フィルタを伝送チャネルの伝送特性の主キャラク
   タにマッチせしめた請求項１または２記載の回路。 ６、ポスト検出器は複数個の連続最終シンボル決定に応
   じてポスト発生シンボル間妨害に対する第２補償信号を
   形成するフィードバック部を具える請求項５記載の回路
   。 ７、ポスト検出器を伝送されたデータシンボルの最大可
   能性順列のエステイメイトのために配列した請求項１記
   載の回路。