JPS6334893A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、半波点灯状態がある一定時間以上継続したと
きには、放電灯を強制的に両半波について点灯状聾にす
るようにした放電灯点灯装置に関するものである。

（背景技術） 従来の一最的な放電灯点灯装でにおいては、安定器！素
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み６わせにより構成してい
るために、寸法・重ヱともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている。例えば蛍光灯の点灯装置においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用ｆヒされている。

一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を行
えば、蛍光灯の点灯装置の場なと同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波め発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。

尚、前記［特別の周波数Ｊとは所謂音響的共鳴周波数で
あって、アークのデイメンジョン（現実的には発光管形
状）と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波（例えば１００　Ｋ１１
ｚ）とするもの（特開昭５６−１１８９７号公報等）が
あったが、しかし、この従来例にあっては、雑音（特に
輻射雑音）が大きく、スイッチングロスも大きいので、
実用上問題があった。

また点灯電源の周波数を例えば３０ＫＩＩｚ〜５０ＫＩ
Ｉ？の間で変謂する方法のもの（特開昭５６−４８０９
５号公報等）があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するもの（特開昭５６　９８４’）９号公報）もあった
が、ランプガ命（黒化等）の点でこれもまた実用上問題
があった。さらに矩形波点灯によるもの（この矩形波点
灯については文献［キャ°ラクタリスティックス・オフ
・アコースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャー
ジ・ランプス（Ｃｂａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｉｓ　　
ｏｆ　　Ａｃｏｕｓｔｉｃａｌ　　Ｒｅ５ｏｎ＋＋ｎｃ
ｅＩｎ　Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａｍｐｓ）」イルミネ
イテイング・エンジニア　！、１ンク（ＩＬＬＵＭＩＮ
ＡＴＩＮＧ　ＥＮＣＩＮＥＩＩＮ（：＞　１９７０年１
２月Ｐ７１３〜７１６に示されている。）もある。しか
し、この方法ではアークは安定するものの、矩形波のフ
ラットな部分においては、限流要素として抵抗で負担し
ているために大形化し、電力損失が大きくなり、ま゛た
高周波の矩形波では波形の立ち上がり、立ち下がりが急
峻であるために、雑音が発生するという間層を生じ、こ
の対策のために大幅なコストアップにつながるという間
圧があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭５９−１６１００号公報に開示された装置がある。こ
の装Ｔでは短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された献血にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体
素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。

また米国特許４，１７０，７４７号に開示された装置も
ある。第３図は米国特許４，１７０，７４７号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路図である０図にお
いてコンデンサＣａを接続した電源端子１．２にはトラ
ンジスタＴｒ、〜Ｔｒ４をブリッジ形にｆＲｔｊｊｌ　
シたスイッチングｒｇＩ！！８を電流検出用抵抗Ｒｓを
介して接続し、トランジスタＴ　ｒ　＋〜Ｔｒ、には夫
々トランジスタＴ　ｒ　＋〜Ｔｒ、の３ｍ７１方向と逆
方向にダイオードＤ１〜Ｄ、を並列接続し、トランジス
タＴｒ、、Ｔｒ、の接続点と、トランジスタＴｒｙ、Ｔ
ｒ３の接続点との間には、コンデンサＣＩ＋を並列に接
続された高圧放電灯ＤＬと、チョークコイルしとの直列
回路を接続しである。制御回路Ａは電流検出用抵抗Ｒ３
による検出電流に応じてトランジスタＴｒ、〜Ｔｒ、を
制御するための回路である。

第４図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタＴｒｌ〜Ｔｒ、め
動（Ｆを示すタイミング図である。トランジスタＴｒ、
。

Ｔｒ２はｉｌｉＩＩｍ回路Ａにより５０／６０１ｈまた
は４゜０１１ｚ程度の低周波でオンオフされ、トランジ
スタＴｒ、がオンのときにはトランジスタＴｒ、が例え
ば２０ＫＩＩｚのデユーティ比可変のオンオフ動ｊヤを
行ない、トランジスタＴｒ２がオンのときにはトランジ
スタＴｒ、がトランジスタＴｒ３と同様のオンオフ動ｆ
ヤを行なう。また、高圧放電灯ＤＬの陽性反転時におい
ては４個のトランジスタＴｒ、〜Ｔｒ４が同時にオフと
なる休止期間Ｔｏを設けている。制御回路Ａは電流検出
用抵抗Ｒｓによる電流検出値の大小によってオンオフデ
ユーティ比を変えるものである。

さて第４図（ａ）〜（ｄ）により更に第３図回路の動作
を曳明すると、第４図中のｔ１〜し２間では同図（ａ）
に示すように低周波動作するトランジスタＴｒ、はオン
動作状態であり、トランジスタＴｒ３は同図（ｃ）に示
すように高周波でオンオフ動作する状形にある。そして
このし、〜Ｌ２間では、同図（）＋）　（ｄ）に示すよ
うにＩ・ランジスタＴ　ｒ　２　、　Ｔ　ｒ　４はオフ
状態にある。

トランジスタＴｒ＝がオンすると、電源、電源端子１、
゛トランジスタ間ｒ、、チョークコイル上。高圧放電灯
ＤＬ及びコンデンサｃｂの並列回路、トランジスタＴｒ
ｓ、電流検出用抵抗Ｒ５，電源端子２、電源の閉回路が
形成され、チョークコイルＬに流れる電流■Ｌは一定の
傾きをもって直線的に上昇し、トランジスタＴｒ３がオ
フするとこの時の電流ＩＬとチョークコイルＬのインダ
クタンスの値で決まるＭＭされたエネルギーが電流を流
れ続けさせようとする方向、つまりトランジスタＴｒ３
がオンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、チョ
ークコイルし、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサＣｂの並
列回路、ダイオードＤ２、トランジスタＴｒ、、チョー
クコイルＬの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上
の動作がＬ２の時点まで繰り返される。

次のし２〜１．の期間ＴＤにおいては、４個のトランジ
スタＴｒ＋〜Ｔｒ、が仝てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子１，２に接続された電源からの電力併
給は行なわれない。

更にｔ、〜し、の期間においては、前記し１〜Ｌ、の期
間と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するの
はトランジスタＴｒ２及びＴｒｔであって、トランジス
タＴ　ｒ　、　、　Ｔ　ｒユはオフ状態にある。トラン
ジスタＴｒ＋がオンすると、電源、電源端子１、Ｉ・ラ
ンジスタＴｒ２、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサＣＩ＋
の並列回路、チョークコイルし、トランジスタＴｒ、、
電流検出用抵抗Ｒｓ、電源端子２、電源の閉回路で、ま
た、トランジスタＴｒ、がオフすると、チョークコイル
し、ダイオードＤ１、トランジスタＴｒ２、高圧放電灯
ＤＬ及びコンデンサｃｂの並列回路、チョークコイルＬ
の閉回路で電流■Ｌが流れる。ここで第３図に示した電
流ＩＬと高圧放電灯ＤＬに流れる電流■ｒａの向きはｔ
１〜ｔ２の期間について示されており、し、〜ｔ４の期
間では電流ＩＬｊｆａの向きは図示された方向とは逆に
なる。

尚、ダイオードＤ　３　、　Ｄ−は通常の動作では電流
は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設けら
れているものである。

次のｔ、〜１．の期間においては、４個のトランジスタ
Ｔｒ、〜Ｔｒ、が全でオフ状態であって、この休止期間
中は電源端子１．２に接続された電源からの電力供給は
行なわれない、休止期間ＴＤ（ｔ、〜ｔ３゜Ｌ　＜　”
−ｔ　５　）は、トランジスタＴｒ１．Ｔｒ４またはＴ
　ｒ　、　。

Ｔｒ３が同時にオンして連絡状態を呈し、点灯装置が破
壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。この
同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇によ
って、ストレージタイムが長くなった時や、トランジス
タ間のタイミングのずれによって生じる。

以上のようにして高圧放電灯ＤＩ−には高周波リップル
を含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。

第５１１１は第４１１１のし２〜ｔ、付近の時間スケー
ルを拡大して図示したタイミング図であり、同図（ａ）
（ｂ〉にトランジスタＴ　ｒ　、　、　Ｔ　ｒ、のオン
オフ状態を示し、同図ＣＣ）、（ｄ）及び（ｅ）に電流
ＩＬ、電流Ｌｌａ及び高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｆａ
の波形を示す。Ｌ２の時点で同図（ａ）に示すようにト
ランジスタＴｒ３がオフすると、コンデンサｃｂの電荷
が高圧放電灯ＤＬに放出されるので、電流Ｉｌａは電流
ＴＬと比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電
流１１ａは零となる。つまりランプ電流たる電流ＩＺａ
に休止が生じることになる。次にｔ３の時点では電流Ｔ
ｅａの極性が変わり、同図（ｂ）に示すようにトランジ
スタＴｒ＋が動作する。電流ＩＮａはｔ０時点の直前ま
で零であるので、高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ１ａはし
、の時点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象で
あり、電流１１ａがＴになることによって、発光管のイ
オンの消滅が起こり、し３時点では点灯を維持するため
に高圧放電灯ＤＬの両端には高い電圧が必要となる。こ
の電圧が所謂再点弧電圧である。電流Ｉｌａが零である
期間が長くなり過ぎると、１１時点で電圧を与えても点
灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。また、立ち
消えに至らすとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付近
にまで達するとちらつきが生じることもある。

蛍光灯の場合においては、前記現象が少し緩和されるが
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇が顕著である。

前述のように、休止期間ＴＤはトランジスタＴｒ、〜Ｔ
ｒ、の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流１ｆｆｉａに休止が生じ再点弧電圧が上昇して
ちらつきが生じたり、最悪の場合には立ち消えすること
があった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、
ランプ寿命を■くする惧れがあり、さらにまた電源電圧
の急変低下によって立ち消えしやすいという問題もある
。特に高圧放電灯の中でも低ワツトのものほど電流１１
’ａの休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路
設計上厄介なものである。

そこでトランジスタＴｒ、〜Ｔｒ＋の同時オンを前記期
間ＴＯで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯ＤＬに並列に接続したコンデンサｃｂ
の容量を大きくして、期間ＴＤでは電流１１ａが零にな
らないようにする方法がある。

この場合高圧放電灯ＤＬを等価的な抵抗と考えて、ＣＲ
の時定数と、期間ＴＯとの関係で、コンデンサｃｂの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサＣＩ、が大型化して
、大幅なコストアップになるという内雇があった。

以上のような問題を解決するために、本発明者らは第６
図に示すような回路を案出した。この第６図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタＴｒｙ。

Ｔ　ｒ　ｅ　、　Ｔ　ｒ　７　、　Ｔ　ｒ　ａ及びダイ
オードＤ５．Ｄ６．Ｄ、、Ｄ。

は第３図回路のトランジスタＴ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ　
、　、　Ｔ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ２及びダイオードＤ　
、、Ｄ　、、Ｄ　、、Ｄ　２と基本的動作は同じである
。そして第３図回路では高周波によりスイッチングする
トランジスタＴｒ、、Ｔｒ、が電源の一側に、低周波に
よりスイッチングするトランジスタＴｒｌ、Ｔｒ２が電
源の＋側にあるのに対して、第６図回路では高周波でス
イッチングするトランジスタＴｒｓ、Ｔｒｇが電源の＋
側に、低周波でスイッチングするトランジスタＴｒ、、
Ｔｒ、が電源の一側に設けである点で相違するとともに
、高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素子Ｌ２の直列回路
に対してコンデンサＣｂを並列接続しである点で相違し
ている。直流電源は交流電源ＡＣを仝液態流器ＤＢにて
全波整流し、平滑コンデンサＣａで平滑し５て得られ、
回路に供給される。

而して第６図回路では、トランジスタＴｒフがオン状態
で、トランジスタＴｒｙ、Ｔｒ６がオン状態である場合
において、トランジスタＴｒｓがオンすると、電源、電
源端子１、トランジスタＴｒ５、チョークコイルし、イ
ンダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬの直列回路に対
してコンデンサＣ１＋を並列接続された回路、トランジ
スタＴｒフ、電流検出要素Ｚｓ、電源端子２、電源の経
路で電流が流れ、トランジスタＴｒｓがオフすると、チ
ョークコイルＬ、インダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯
ＤＬの直列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続され
た回路、トランジスタＴｒｔ、ダイオードＤ、、チョー
クコイルＬの経路で電流が流れる。また、トランジスタ
Ｔｒ、；、’ｒｒ７がオン状態で、トランジスタＴｒ、
がオン状態である場合において、トランジスタＴｒ６が
オンすると、電源、電源端子１、トランジスタＴｒａ、
高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素子Ｌ２の直列回路に
対してコンデンサＣＩ＋を並列接続された回路、チョー
クコイルし、トランジスタＴｒ８、電流検出要素Ｚｓ、
電源端子２、電源の経路で電流が流れ、トランジスタＴ
ｒ６がオフすると、チョークコイルし、トランジスタＴ
ｒｍ、ダイオードＤ２、高圧放電灯ＤＬとインダクタン
ス素子Ｌ２の直列回路に対してコンデンサＣＩ＋を並列
接続された回路、チョークコイルＬの経路で電流が流れ
る。

トランジスタＴｒｓがオン状態を終了した時点（第４図
のｔ２に対応する時点）ではコンデンサｃｂは第６図に
示す陽性となっており、その後の休止期間Ｔｏでは、コ
ンデンサＣＩＪ、インダクタンス素子Ｌ２、高圧放電灯
ＤＬの閉回路において、コンデンサｃｂの電荷が放出さ
れて振動電流となり、高圧放電灯ＤＬに流れる電流ｒ１
ａは連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラ
ンジスタＴｒ６がオン状態を開始した時点（第４図のｔ
、に対応する時点）では、電流丁１ａには休止を生じる
ことなく反転を完了する。また高圧放電灯ＤＬの両端電
圧ＶＮａも’を流Ｉｆａとほぼ同様な波形となり、再点
弧電圧は極小となる。このように、高圧放電灯ＤＬと直
列に小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子
Ｌ２を接続することによって、休止期間Ｔｏ中の高圧放
電灯ＤＬを励起状聾に維持でき、従来の問題点を解消す
ることができる。

なお、インダクタンス素子Ｌ２はパルストランスＰＴの
２次側巻線Ｌ２を使用したものである。

そしてこのインダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＩ−
の直列回路に、コンデンサＣ，と抵抗Ｒ，どの直列回路
を接続するとともに、コンデンサｃ１と並列にパルスト
ランスＰＴの１次側巻線Ｌ　＋　ｈ双方向性３端子サイ
リスクＱ、との直列回路を接続してイグナイタ回路Ｇｆ
：構成しである。このイグナイタ回路Ｇでは双方向性３
端子サイリスタＱ。

が制御回路Ａにおけるトリガー回路Ａ、から信号を受け
て周期的にオンして、抵抗Ｒ８を介して充電されたコン
デンサＣ°１の電荷を、コンデンサＣＩ、パルストラン
スＰＴの１吹口巻線Ｌ１、双方向性３端子サイリスタＱ
、の回路で、急峻に放出させて、パルストランスＰＴの
２次側巻線Ｌ２に巻線比で決まる高圧パルスを誘起させ
、コンデンサｃｂを介して高圧放電灯ＤＬに印加し、始
動に至らしめるのである。

制御回路Ａは高周波発振回路Ａ１、低周波発振回路Δ２
、フリップフロップ回路Ａ１、前記トリガー回路Ａ６、
トランジスタＴｒ５〜Ｔｒｅのベー゛、ストライブ回Ｉ
Ｐｒ　Ａ　５〜Ａ８及びノアゲー１−　Ａ　ｓ　、　Ａ
　ｌｏから構成されている。第７図は低周波発振回路Ａ
２及びフリップフロップ回路Ａりの具体例を示しており
、低周波発振回路Ａ２は汎用のタイマー丁Ｃ（例えば日
本電欠株式会社製のμＰＣｌ５５５）よりなるタイマー
回路Ｌｍと、外付けの時定数設定用の抵抗Ｒ２、Ｒｓ及
びコンデンサＣ２とからなり、設定された時定数で決ま
る周期で、第８ｒＪ（ａ）に示すようなパルス信号を出
力する。フリッフ゛フロップ回路Ａ３はＤ型フリンブフ
ロッ１ＦＦとナントゲートＮ　＋　、　Ｎ　２とから構
成され、前記低周波発振回路Ａ２の出力をＤｆｆｉフリ
ップフロップＦ’Ｆにより分周し、ナントゲートＮ、、
Ｎ２より第８図（ｂ）、（ｃ）に示すような出力を得る
。ここで第８図（ａ）における期間ＴＩ）は第４図のｔ
２〜Ｌ３又は虹、〜し５の期間に対応する。高周波発振
回路Ａ１は第７１図（、、）、＜、（）に示したような
高周波のパルス信号を発生するものである。また、）・
リガー回路ノ〜、は低周波発振回路Ａ２の出力に同期を
とって、各半サイクル毎に双方向性３端子サイリスタＱ
、をオンさせるトリガー信号を発生させるようになって
いる。

ところで第６図回路では始動３５程においては第９図（
ａ）に示すような電圧Ｖ１ａが高圧放電灯ＤＬの両端に
印加され、第９図（ｂ）に示すような電流Ｉｌａが高圧
放電灯ＤＬに流れる９この第９図に基づいて始動過程を
詳しく説明すると、まず高圧放電灯ＤＬが点灯する前の
無負荷時（ｔ１〜ｔｇ＞においては同１１Ｚ　（ａ）に
示すようにコンデンサＣｌ＋の電圧がコンデンサＣｎめ
電圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転
するまでその電圧のピークをｊｆｆ持するために電圧■
ｒａは矩形波状になっている。そしてその電圧Ｖｌｎに
イグナイタ回路Ｇによって発生する高圧パルスが重畳さ
れ、この高圧パルスにより高圧放電灯ＤＬが始動する。

ｔ７以岐は高圧放電灯ＤＬが始動する過程を示し、まず
し。

の時点では同図（１，）に示すように高圧放電灯ＤＬに
高圧パルスが印加されて電流ＩＮａが流れるが、電圧Ｖ
ｌａの極性が反転するし、以降では電流Ｉｌａは流れず
、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加されるｔ
ｏｏの時点まで休止となる。第９図（１」）において、
高圧放電灯ＤＬに電流ＩＮａが流れている期間Ｔａと休
止期間Ｔｌ＋とを比べると、Ｔ　ａ　＜　Ｔ　Ｉ＋とな
って、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へス
ムーズにＵ行しにくい。つまりグロー放電してからアー
ク放電へ移行させるためのエネルギーが不足している０
通常の場合には第９図（１））の電流１１ａが一時期正
側又は負側のみ流れて、この状態が交互に繰り返される
。これは高圧放電灯。

特にメタルハライドランプによく生じる所謂半波放電現
象である。これは高圧パルスが印加されてグロー放電し
、アーク放電へ移行する過程の中で生じる。この半波放
電は高圧放電灯ＤＬの両方の電極の↑？性が粟なること
などによって生じるもので、発光管内の封入物が′：ｒ
、極に付着して放電しにくくなったりすると、特に起こ
りやすく、メタルハライドランプのように沃化物が封入
されている放電灯はその度合が多い、また水銀灯、高圧
ナトリウム灯においても、程度の差はあるものの、この
現象は避けられない。

第１０区は第９図の始動過程を経てアーク放電へ移行し
た様子を電流Ｉｌａの波形で示したものである。第１０
図の後半部分に示すように正負共に電流１１ａが流れて
、完全に始動したことになり、この電流により電圧Ｖ１
ｍが除々に上昇して定常点灯へＵ行する。しかしながら
電源電圧が低下していたり、高圧放電灯ＤＬが長い１使
用されてｔｎ期の状態に比べて始動しにくい場合には半
波放電が生じる確率が高くなり、またその継８！時間が
長くなるので、第ＱｅＪ（ｂ）の状態が繰り返し行なわ
れて始動しないことがあった。このような現象は再始動
時に起こりやすく、グロー放電の状態のままでアーク放
電に至らないのである。そこで、高圧パルスの高さ、幅
、数を増やす方法や、電源電圧の変動に対して電圧が低
下し過ぎないようにする回路を付加したり、２次短絡電
流を増やし、グロー放電からアーク放電へ移行し始める
と、この時に流れる電流１１ａを定常時の２倍にするな
どの方法がとられていた。しがしながら、このためにイ
グナイタ回路Ｇのストレスが増大し、電圧を上げる場合
においても回路が複笛になり、コストアップとなったり
、大型化したりする等の欠点があった。

そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高圧
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの間十分なエネルギーを供給し
５アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。

第１１図は第６図の放電灯点灯装置に用いられる第７図
回路の代替回路を示しており、この回路には始動補償回
路Ｂを付設しである。その他の回路については、第６Ｕ
２回路と同様な構成及び動作を有するため省略する。こ
の回路では始動補償回路Ｂは電流検出要素Ｚｓと、低周
波発振回路Ａ２のタイマー回路Ｌｍの時定数回路との間
に挿入されている。つまり高圧放電灯ＤＬが始動して電
流１１ａが流れると、電流検出要素Ｚｓの出力でトラン
ジスタＴ　ｒ　Ｑをオンさせ、Ｄ型フリップフロップＦ
Ｆ１の出力Ｑを°’Ｌｏｗ”レベルとし、トランジスタ
Ｔｒ１ｏをオンさせ、時定数回路の抵抗Ｒ１を！絡し。

低周波発振回路Ａ２を１７図回路と同様に動作させる。

つまり定常状態では第１２図（ａ）に示すＴ１の発振周
期で低周波発振回路Ａ２を動作させる。

そして電流１１ａが検出されていない期間ではトランジ
スタＴｒｇがオフで、ＤＷｌフリップ７０ツブＦＦ、の
出力Ｑが“Ｉ−ｌ−１ｉ”レベルとなり、トランジスタ
Ｔ　ｒ　１　（、がオフとなる。つまり前記時定数回路
に抵抗Ｒ４が接続され、時定数が増加し、低周波発振回
ｆ？ｆＩＡ、の発振周期が長くなる。

而して始動時においては、第１２図（ｈ）の前半部に示
すように高圧放電灯ＤＬには電流１１ａが流れないな、
め、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴｒ、、Ｔｒ
、。が共にオフとなり、低周波発振回路Ａ２の発振周期
は第１２図（ａ）の前半部、に示すように長くなる。そ
してイグナイタ回路Ｇの高圧パルスで高圧放電灯ＤＬが
始動すると、第１２図（１））に示すように電流１１１
ａが流れ始め、１．〜１．の無負荷期間を終える。電流
１１ａが流れ始めると、電流検出要素Ｚｓの検出出力で
トランジスタＴｒ、が第１２図（ｃ）に示すように、オ
フからオンに反転する。この時点ｔ１ではＤ型フリップ
フロッ１ＦＦ。

のクロックたる低周波発振回路Ａ２の出力が第１２図（
、）に示すように“’Ｈｉｇｌｙ”レベルのままで＋Ｐ
）るから、Ｄ望フリップフロッ１ＦＦ、の出力Ｑは反転
せず、トランジスタＴ　ｒ　１ａはオフ状態にあり、こ
の状態はその半サイクル間継続する。つまり電流Ｉｌａ
が流れ始めても直ぐに発振周期を短くするのでなく、１
１〜Ｌ２の間十分にグロー放電からアーク放電へ移行す
る時間を与えるのである。そして次に低周波発振回路Ａ
２の出力が立ち上がる。と（１２時点）、前記出力Ｑが
反転し、第１２図（ｄ）に示すようにトランジスタＴ　
ｒ　、、がオンし、低周波発振回路Ａ２は発振周期がＴ
１となる定常状官の発振動作に移行するのである。

以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけで
あるが、例えば放電灯の片側の′：ｒ、極の消耗等によ
り半波放電（一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通
）するような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯
に流れる電流Ｔｌａは第１３ＩＪ　（ｂ）に示すように
なり、正常点灯時における電流■１ａの波形〈第１３図
（α））と比較すれば明らかなように、導通側のトラン
ジスタのスｌ−レスが増大してしまうという不都合が生
じる。このため、１〜ランジスタの電流定格の大きいも
のを使用するか、またはトランジスタの放熱板を大きく
してストレスの軽減を行なう必要があり、装この大型化
、コストアップといった不都合が生じる。

〈発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、半波点灯ｍ続時における部品
ストレスを防止できるようにした放電灯点灯装置を提供
するにある。

（発明の開示） 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、第１図、第２
図、第６図及び第１１図に示されるように、直流電源出
力をインバータ回路にて交流に変換して放電灯ＤＬを点
灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記放電灯ＤＬが
半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側の半周期
よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置において
、前記放電灯ＤＬの半波点灯状態が一定時間以上ｍ続し
たことを検出する半波点灯継続検出回路Ｘを設け、半波
点灯Ｍｉ続続出出回路により一定時間以上の半波点灯継
続が検出されたときには、前記不点灯側の半周期におい
て放電灯ＤＬを強制的に放電させる高電圧発生回路を設
けて成るものである２すなわち、本発明は前述の第Ｇ［
ｍ及び第１１図に示した従来回路における半波点灯継続
時の部品ストレスを防止する為に、ある一定時間以上半
波点灯状郊が継続するとそれを検出して放電灯を強制的
に両半波点灯状筈にさせるものである。

以°下本発明を実施例により二見明する。

及ｌ蝕り 第１図は本発明の一実施例の要部回路図を示すもので、
前述の第６図及び第１１図の従来回ｒＩδと同様の構成
及び動作を有する部分については省略する。第１（２Ｉ
において、半波点灯継続検出回路Ｘは、放電灯に電流が
流れ始めてから一定時間後に半波放電がＩｉ続している
かどうかを検出するための回路であり、汎用のタイマー
ＩＣよりなるタイマー回路Ｅｌｌ（前述のタイマー回路
１ｍと同じもの）と、Ｄ型フリップフロップＦＦ２．Ｆ
Ｆ＋、インバータＩＮ、、アンドゲートＡ　Ｎ　、、抵
抗Ｒｓ　、　Ｒｃ　、　Ｐ−７、及び、コンデンサＣ）
　、　Ｃ＋とからなる。タイマー回路ｔｍ、は時定数設
定用の抵抗Ｒ５、Ｒ６とコンデンサＣ３とを接続されて
、放電が開始されてから、半波放電の継続が許容される
成る一定の時間を計時するタイマー回路を構成する。こ
のタイマー回路ｔａｎ、のトリガー入力端（２番ピン）
は、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴｒ、のコレ
クタに接続され、放電灯の放′：ｒ、Ｉ７！始時におけ
るランプ電流め検出時にトリガーされる。タイマー回路
Ｌｍ、の出力（３ｔビン）はインバータＩＮ、を介して
フリ・・ノブフロップＦＦ、のクロンク入力端Ｃに接続
されている。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１は、電源投入時
にＤ望りリップフロップＦＦ、、ＦＦ、のセット入力端
Ｓを一瞬”ｌｌ１ｇ１＋°°レベルとする回路を構成し
ている。各フリップフロップＦＦ２．ＦＦ３のリセッ１
〜入力端Ｒとデータ入力端りは共にアースされて、グラ
ンドレベル（”ＬｏＩＩ＋’“レベル〉となっている。

）リップフロップＦＦ２の出力ＱはアンドゲートＡＮ１
に入力されている。アントゲ−）ＡＮ、の他方の入力は
、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴｒｓのコレク
タに接続されている。アンドゲートＡＮ、の出力は、フ
リップ７０ツブＦ　Ｆ　３のクロック入力端Ｃに接続さ
れている。フリップフロップＦＦ、の出力０は、半波点
灯ｍ続出出回路Ｘの出力となる。

第２図り＋１）に示すように放電灯に電流ＩＮａが流れ
始めると、電流検出要素Ｚｓからの出力によりトランジ
スタＴｒｇがオンし、そのコレクタ電位（第２図（Ｃ）
）が下がるので、タイマー回路Ｌｍ、のトリガー人力ｊ
４（２番ビン）にトリガー信号が入力され、タイマー回
路ｔｍ、の出力（３番ピン）は“Ｈｉｇｌ＋”レベルと
なる。タイマー回路Ｌｍ１の出力をインバータＩＮ、で
反転した出力はフリップフロップＦＦ２のクロック入力
端Ｃに入力される（第２図（ｆ））。

電源投入時には、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ，とからなる
微分回路の出力によりフリップフロップＦＦ２及びＦＦ
、のセット入力端Ｓは一瞬″Ｈｉ’ｇｌ＋”レベルとな
り、フリップフロラ１ＦＦ２及びＦＦ３の出力Ｑは“Ｌ
ｏｗ”レベルにリセットされる。出力○は以後タロツク
入力端Ｃへの入力が’Ｌｏｗ”レベルから’Ｈｉｇｈ”
レベルに立ち上がるまで″Ｌｏｗ″レベルを維持し、ク
ロック入力端Ｃへの入力が“Ｌｏｗ″レベルから“Ｈｉ
ｇｈ”レベルになると出力Ｑは“））；ｇｌｌ”レベル
となり、以後電源リセットされるまでその状態を維持す
る。

よって、フリップフロップＦ　Ｆ　２の出力口（第２図
（８））は放電灯に電流が流れ始めてから一定時間後に
タイマー回路を川ｌの出力端がｌ−１ｉＨｈ”レベルか
ら″ＬｏＩＩＩ″レベルになった時に１１１ｇ１＋”レ
ベルとなる。アンドゲートＡＮ、の出力はフリップ７０
ツブＦＦ、の出力口が°“Ｈｉ８１＋”レベルとなった
後、半波点灯により電流が流れない期間、つまりトラン
ジスタＴｒうのコレクタ電位が“Ｈｉｇｈ”レベルとな
った時だけ゛Ｈｉｇｈ″レベルとなる。フリップフロッ
プＦ　Ｆ　コは、そのクロック入力端Ｃに接続されたア
ンドゲートＡ　Ｎ　＋の出力が最初に°“Ｌｏｕ＋”レ
ベルからＨｉｇｌ＋”レベルへ立ち上がった瞬間にトリ
ガーされ、このときフリップフロップＦ　Ｆ　３の出力
口は’Ｈｉｇｈ”レベルにセットされる（第２図（Ｉ＋
））。

一旦アンドゲートＡＮ、の出力が″Ｌｏｗ”レベルから
“Ｈｉｇｈ″レベルに反転すると、フリップフロップＦ
Ｆ、の出力口は以後“Ｈｉｇｌげレベルの状信を維持す
る。

なお、タイマー回ｊ％ｌｔｍＩが所定の時間を計時し終
わって、半波点灯継続検出口Ｆｒ６Ｘの出力が“Ｉｌｉ
ｇｈ”レベルになった時点において、既に放電灯が定常
点灯状官に存行していた場合には、電流検出ｙＺＺ、の
検出出力によりトランジスタＴ　ｒ　、は常にオンとな
るので、そのコレクタ電位は常に°’Ｌ。

―”レベルとなり、アンドゲートＡＮ、の出力が“１１
１ｇ１＋”レベルになることはない。したがって、この
場合には、フリップフロップＦＦ、の出力口はＬｏｗ”
レベルのままとなり、半波放電継続の検出出力は生じな
い。

トリガー回路Ａ４は、第６図に示す双方向性３端子サイ
リスタＱ、をトリガーするための回路であり、タイマー
回路Ｌ１（前述のタイマー回路と同じもの）と、その時
定数設定用の抵抗Ｒ１゜、　Ｒ＋　＋及びコンデンサＣ
６、パルストランスＰ　Ｔ　２、抵抗Ｒ１２、コンデン
サＣＧ、及びダイオードＤ、を有している。タイマー回
路ｔｍ２のり七ツＩ・入力端（２番ピン）は、低周波発
振回路Ａ２の発振出力（第２図（ｄ））に接続されてお
り、この発振出力の立ち下がり部分においてトリガーさ
れ、抵抗Ｒ１゜、Ｒ１及びコンデンサＣ５の時定数で決
まる一定時間だけ、その出力端（３番ピン）がＨｉｇｈ
”レベルとなる（第２図（ｅ））、タイマー回路Ｌ＋ａ
２の出力端（３番ピン）が“ＨｉＦｉｂ”レベルである
ときには、ダイオードＤ、のカソード電位は高くなるか
ら、コンデンサＣ５は抵抗Ｒ１゜とパルストランスＰＴ
２の１次側巻線を介して充電される。そして、タイマー
回路ｔｍ２の出力端（３番ピン）が“Ｈｉｇｈ”レベル
から“’Ｌｏｇ″レベルとなった瞬間に、コンデンサＣ
６に充電された電荷が、コンデンサＣ０、ダイオードＤ
９、タイマー回路Ｌｍ２の出力端（３番ピン）、タイマ
ー回路１ｍ２のアース端子（１番ビン）、パルストラン
スＰＴ２の経路で放出され、その瞬間、パルストランス
ＰＴ２の２次側に双方向性３端子サイリスタＱ１へのト
リガーパルスが発生し、イグナイタ回路Ｇを動作させる
。

しかし、タイマー回路を町のりセツＩ一端子（４番ビン
）には、トランジスタＴｒｇのコレクタ出力と、フリッ
プフロップＦＦ、の出力０とを入力とするオアタートｏ
Ｒ１の出力に接続されており、タイマー回路ｔｍ２のリ
セット端子（４番ビン）が゛’Ｌｏｗ″レベルになると
、タイマー回路ｔｍ２は動作を停止し、タイマー回路ｔ
ｍ２の出力端（３番ビン）は’Ｌｏｗ”レベルとなるよ
うに構成されている。このため、フリップフロップＦＦ
、の出力口が’Ｌｏｗ”レベルである間（放電灯に電流
が流れ始めてから一定時間後に電流の休止期間が発生す
るまでの閂）は、Ｉ・ランジスタＴｒｑのコレクタ出力
にて、タイマー回路ｔｍ２の動作が支配される。つまり
、放電灯に電流が流れ始めると、トランジスタＴｒｇの
コレクタが°’　Ｌ　ｏｗ”レベルとなり、タイマー回
路１１口２のリセット端子く４番ビン）も“Ｌｏｗ”レ
ベルとなって。

タイマー回路ｔｍ２は動作を停止し、その間にタイマー
回路ＬＩ６２のトリガ一端子（２番ピン）にトリガー信
号が入力されても動作しなくなる。したがって、タイマ
ー回路し町の出力端は゛’１．．ｏｗ″レベルのままと
なり、双方向性３端子サイリスタＱ、へのトリガーは行
われない。すなわち、放電灯に電流が流れ始めると、放
電灯には高圧パルスが印加されなくなる（第２図（＋１
））。

一方、放電灯に電流が流れ始めた時点Ｘ。から一定時間
の経Ａ後において、半波点灯状りによる電流体止を検出
した時点×１では、フリップフロップＦＦ、の出力口は
、第２図（１１）に示すように°“＋１ｉｌｂ”レベル
となり、オアゲート○Ｒ１の出力は常に゛ＨｉＨｌ＋°
ルベルとなる。したがって、タイマー回路Ｌ＋ｎ２のリ
セット端子（４番ビン）は、常に’Ｈｉｇｈ”レベルと
なり゛、タイマー回路ｔｍ２が常に動作し得る状態にな
ると共に、フリップフロップＦＦコの０出力をインバー
タＩＮ２で反転した出力は、第２図（ｉ）に示すように
’Ｈｉｇｈ”レベルから’Ｌｏｕｄ”レベルとなる。こ
のインバータＩＮ２の出力には抵抗Ｒ８を介してトラン
ジスタＴ　ｒ　、　、のベースが接続されており、イン
バータＩＮ２の出力が゛’Ｌｏｗ″レベルとなることに
より、トランジスタＴ　ｒ　、　、がオンする。このた
め、抵抗Ｒ１０には抵抗Ｒ５が並列に接続されることに
なるので、×１の時点以降においては、タイマー回路Ｌ
ｍ２の出力端が“’ＨｉＨ１＋”レベルとなる期間は、
第２図（ｃ）に示すように、それまでよりも短くなる。

よって、×１の時点以降６二おし）ては、放電灯の極性
が反転した直後に、第２図（）））に示すように高圧パ
ルスが印加されるようになり、半波点灯状１における電
流体止側についても高圧パルスにより強制的に放電をｆ
、ｆｔ持させることができ、放電灯は第２図（、）め×
２点１ン降に示すように両波点灯を行うものであり、こ
れによって、半波点灯の継続による部品ストレスを防止
することができる。

尚、第１図の実施例は第６図回路における所謂池励式イ
グナイタ回路Ｇを前記両波点灯用の高圧パルス発生回路
として兼用した例であるが、臼励式イグナイタ（例えば
電圧応答型イグナイタ）を用いても良く、また、専用の
高圧パルス発生回路を別途設けても良い。

また、前記各実施例では半波点灯の継続をランプ電流検
出とタイマー回路との組み６わせで検出したが、＃波点
灯継続の検出手段はこれに限定されるものではなく、例
えばランプ電圧や光出力から検出したり、主トランジス
タＴｒ１．Ｔｒ６の温度差などから検出してもよい。

（発明の効果） 以上のように、本発明にあっては、放電灯が半波点灯し
た時には点灯側の半周期が不点灯側の半周期よりも長く
なるように制御する放電灯点灯装置において、放電灯の
半波点灯状πが一定時間以上継続したことを検出したと
きには、前記不点灯側の半周期において放電灯を強制的
に放電させる高電圧発生回路を設けたものであるから、
半波点灯状態の継続による部品ストレスを防止すること
ができるという効果が、ケ）る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部回路図、第２図は同上
の動作よ門口、第３ｒ２１はＵＣ来例の回路図、第４図
及び第５図は同上の動ず１″１明図、第６図及び第７図
は他の従来例の回路図、第８図乃至第１０図は同上の動
作説明図、第１１図はさらに他の従来例の要部回路図、
第１２図及び第１３図は同上の動作説明図である。。 ＤＬは高圧放電灯、Ｘは半波点灯継続検出回路、Ｇはイ
グナイタ回路、Ａは制御回路、Ａ、はトリガー回路、Ｔ
ｒ５〜Ｔｒａはトランジスタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源出力をインバータ回路にて交流に変換し
   て放電灯を点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記
   放電灯が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側
   の半周期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置
   において、前記放電灯の半波点灯状態が一定時間以上継
   続したことを検出する半波点灯継続検出回路を設け、半
   波点灯継続検出回路により一定時間以上の半波点灯継続
   が検出されたときには、前記不点灯側の半周期において
   放電灯を強制的に放電させる高電圧発生回路を設けて成
   ることを特徴とする放電灯点灯装置。