JPS6335174A - インバ−タの制御方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は力転流インバータに係り、特にかかるインバー
タの出力段中に設けられたスイッチに供給されるゲート
信号を発生して適当な比率の基本電圧を生じる可変周波
数パルス幅変調（ＰＷＭ）出力波形を発生させる方法に
関する。インバータは用役電源ラインに接続されている
場合電源ラインに対して正しい位相関係を維持しなけれ
ばならない。

従来の技術 個々に独立したインバータの出力電圧を制御する要求が
あり、特に幹線に並列に接続されて動作しているインバ
ータでは所望の有効及び無効電力動作点での動作を実行
しようとするならば出力位相と出力電圧とを同時に制御
する必要がある。このためには電圧コマンド信号に応じ
て動作するあるいは別の外部からの実効電力及び無効電
力コマンド信号レベルに応じて動作する構成を概略的に
有するインバータ制御装置が必要である。この外部から
のコマンド信号レベルは勿論動作条件によって変化する
。

かかる制御装置が（幹線上で動作しているインバータの
場合）アレン　ケー・コールマンにより発明され本出願
人に３渡された１９８１年２月１７日付の米国特許用４
，２５１，７３５号「インバータを通って流れる電力の
２重速度制御回路」に記載されている。上記米国特許で
は制御回路が直流電源から用役幹線を流れる電気エネル
ギーの実効電力成分と無効電力成分とを変化させる。実
効電力成分と無効電力成分の独立した制御は上記米国特
許と同じ発明者により発明され本出願人に１渡された米
国特許用４，２５１，７３５号及び米国特許用４，２５
、７３６号に開示されている。従って、今日では無効電
力コマンド信号と有効電力コマンド信号を別々に制御装
置に供給することにより実効電力と無効電力とを実質的
に独立に変化させることが公知である。

また、米国特許用４，２５、７３５号はスイッチング波
形発生器用のパルス幅変調波形パターンを記憶するルッ
クアツプ表を開示している。スイッチング波形発生器は
、電圧制ｍ装置に応答して記憶されているスイッチング
波形の−を選択して通常はサイリスタなどのソリッドス
テートスイツヂが使われることが多いインバータ出力段
の主スイツチング要素をスイッチングし、その結果出力
電圧として所定の有効基本電圧が現われる。これにより
無効電力成分が制御される。また実効電力成分を制御す
る際特定のパターンの位相も位相制御装置からスイッチ
ング波形発生器へ供給される信号に対応して移相される
。コールマンは−の実施例において電圧制御装置から延
在する８ラインデジタルデータバスによりアクセスされ
るルックアツプ表を含むスイッチング波形発生器を開示
している。

ルックアツプ表中には所望の有効電圧値を有する出力電
圧波形を発生すべくインバータ出力段中の各ブリッジの
サイリスタを状態変化させるスイッチングパターン波形
中に含まれる種々のノツチの幅がデジタル形式で記憶さ
れている。記録された情報は８ビツトの入力ワードによ
りアドレスされて読出され、出力がデジタル比較器に供
給される。

このデジタル比較器ム移相信号に同様に応答する。

比較器はルックアツプ表が読出されたパルス幅変調情報
をあられす信号を移相情報ど結合してインバータの出力
段スイッチにて使用されるスイッチング波形を出力する
。このスイッチング波形に従ってインバータ中の個々の
スイッチング要素が導通状態と非導通状態の間を切換え
られ出力電圧に所望の実効成分と無効成分が生じる。

米国特許用４，２５１，７３５号の第４図は１＋ｌイク
ル当り所定回数の状態変化を行なうインバータ出力波形
を示す。この図は「エンド　ノツチング」と称する技術
を示しており各半サイクルの終り毎にパルス幅が変化さ
れる。その結果、インバータから出力される基本成分の
有効値が変化する。インバータ出力端子より得られる出
力電圧の大ぎさをあられすのに電力幹線上の基本成分と
両立し得る所望基本成分が使われることが多い。既に説
明したように、基本成分の割合によって無効電力成分が
制御され、この基本成分の割合の値は無効電力コマンド
信号の大きさに正比例する。コールマンの発明の特徴は
スイッチング波形発生器が電圧制御装置の帰還を直線化
できることにあり、これによりインバータから出力され
る電圧の実効出力電Ｂ−はノツチの幅が直線的に増加す
るにつれて減少する。これは電圧制御装置の帰還路中に
含まれるる乗算器によってなされる。

発明が解決しようとする問題点 従来は、先に説明したように変化するＰＷＭ波形を形成
する際全変調範囲にわたり一定なスイッチング周波数パ
ターンを連続的に変化させていた。

しかし、この方法では一つの無効電力動作点においてし
か高調波打消しを最適化できない。

本発明の目的は複数の基本電圧おいて高調波の打消しを
選択的に行うことができる点で設計者に柔軟性を供する
方法を提供するにある。

問題点を解決するための手段 要約すると、本発明は力転流インバータのりイリスタを
グー１〜する信号を、基本電圧成分を無効電力の制御に
適した割合で含みまた実効電力の制御に適した用役幹線
と正しい位相関係を有する可変周波数パルス幅変調出力
波形を形成することにより得る方法及び装置を提供する
。メｔりとＩＱ働する信号ブＯセッサにより全変調範囲
をカバーする種々の周波数の様々なＰＷＭ波形を発生す
るパターンが記憶され、これにより設計者は動作点毎に
高周波打消しに最適なパターンを選択することができる
。本発明で開示する実施例では３つのマイクロプロセッ
サが使用されてＰＷＭ波形を出力し、また第４のマイク
ロプロセッサが他の３つのマイクロプロセッサと同期し
て必要な移相を実行する。本発明で開示した原理は幹線
に並列接続されて使用・制御されるインバータの実効電
力及び無効電力コマンド信号をに対して適用可能である
ばかりでなく、独立したインバータにおいて使用される
電圧コマンド信号に対しても適用できる。

本発明はノツチの数と幅を共に変化させて複数の可変周
波数［パルス幅変調ｊ　　（ＰＷＭ）出力波形パターン
を得る方法を提供する３、各動作点についての個々のパ
ターンはメモリ中に記憶される。

先に説明した如く、パターンは各々異なった数のノツチ
を有し、従って異なった「周波数」を有している。パタ
ーンは［周波数、１によってグループ分けされ一つの周
波数グループ内の別のパターンは別のパルス幅を有して
いる。本発明方法により、全変調範囲にわたる動作の際
高調波打消しに有利な周波数パターンを選択することが
可能になる。

また、本発明では他のエネルギー源と並列に使用される
インバータにおいて、無効電力コマンド信号を遅延させ
るため記憶されているパターンのうち状態変化の回数な
いしノツチの多いすなわち「高周波数」のパターンが選
択され、また無効電力コマンド信号を進まぜるために状
態変化の回数ないしノツチの少ない「低周波数１のパタ
ーンが選択される。同じ原理は電圧コマンド信号しか存
在しない場合を除き、独立に負荷に給電を行なうインバ
ータにおいても使用される。すなわち、低電圧コマンド
信号については高い周波数が使用され高電圧コマンド信
号については低い周波数が使用される。

さらに、本発明では用役幹線と並列に使用されるインバ
ータにおいて、記憶されている種々のパターンのノツチ
は一般に無効電力コマンド信号を進ませる場合パルス幅
又はノツチの大きさを小さくされる。ノツチが下側のコ
マンド信号において大きい場合もあるにはあるが、これ
はゼロクロスオーバ一点に近い場合が多い。同様に、実
効電力コマンド信号を遅らせる場合はパルス幅又はノツ
チの大きさはより大きくなる傾向にある。換言すれば、
正電流が流れる正の半サイクルの部分は進んでいる実効
電力コマンド信号部分で大きく、遅れている無効電力コ
マンド信号部分で小さい。これは進んでいるコマンド信
号についてノツプを小さくし遅れているコマンド信号に
ついてノツチを大きくすることで達成できる。独立に負
荷に給電を行なうインバータの場合、上記の如く電圧コ
マンド信号しかない場合を除き同一の原理を適用するこ
とができる。

本発明による方法及び装置では全変調範囲にわたる波形
パターンの各々には高調波の打消しが有効に行なわれる
ように所望の基本電圧の比率が注意深く選択されている
。

実施例 本発明のこれらの及び他の目的、特徴及び利点は図面を
参照した以下の実施例の詳細な説明より明らかとなろう
。

第１図は本発明によるインバータシステム１２の制御装
置１０を示す。インバータシステム１２はライン１６を
介して力転流インバータ１８へ出力電流を供給する直流
電源１４と、ライン２０を介してインバータ１８から擬
似方形波出力を供給される並列インピーダンス回路２２
とを含む。擬似正弦波出力波形はさらにライン２４を軽
てライン２４上の電流値をあられす出力信号をライン２
８に出力する電流感知器２６に供給される。さらに出力
電流は電流感知器２６からライン２４を経てインバータ
を種々の負荷３４、インピーダンス３６及び−膜内な電
源３８に接続する際開閉される回路遮断器３０に到達す
る。また、ライン４０上の用役バス電圧はライン４２を
介して制御装置１０内の入／出力（Ｉｌｏ）ボート４４
にも供給される。この制罪装置１０はシグナルプロセッ
サである。遮断器の制御は制卸装置１０によりあるいは
その他の装置によりなされるが、これは本願要旨に無関
係であるので説明を省略する。

Ｉ１０ポート４４はさらにライン４６上の直流電源から
の出力電圧値をあられす信号及びライン４８上のライン
２４に出力された擬似正弦波形信号の電圧と位相をあら
れす信号を供給される。またボート４４はライン５０を
介してインバータ１８に出力段スイッチの状態を変化さ
せる状態変化信号を複数回出力する。本発明の要旨はこ
のライン５０上の信号のタイミングを制御する方法及び
装置１０にある。

第１図に示すインバータは用役幹線に並列に接続されて
いるため実効電力レベル及び誘導電力レベルが本発明に
より解決すべき問題となっているが、本発明教示はイン
バータが負荷に給電する唯一の電源である場合にも等し
く有効である。ただし、この場合には電圧の制御のみが
解決すべき課題となる。以下の説明は幹線に給電するイ
ンバータに関して主としてなされるが、以下の説明によ
る無効電力を制御するためのノツチ技術及びパターンの
記憶はインバータを独立に動作させるなどの場合におい
て実効電力コマンド信号が存在しないような場合でも単
に電圧を制御するのに適用できる。

プロセッサ１０はデータ及び制御バス５４と通信するメ
モリ５２を含む。メモリ５２はランダムアクセスメモリ
（ＲＡＭ）５６及び読出し専用メモリ５８　（ＲＯＭ）
を含んでいる。勿論これらのメモリをプロセッサの外部
に設けてもよい。しかし、今日のマイクロプロセッサの
大部分はＰＲＯＭを内蔵している。中央処理ユニット６
０　（ＣＰＵ）もまたデータ及び制御バス５４を介して
通信し、ＲＯＭ５８及びＲＡＭ５６中に記憶されている
プログラムステップを実行するのに必要なハードウェア
を含んでいる。信号プロセッサ１０はまた入／出力ポー
トロ６（Ｉｌｏ）に接続されたライン６２上の実効電力
成分コマンド信号及びライン６４上の無効電力成分コマ
ンド信号に応じて動作する。これら２つの信号は外部よ
り供給されるコマンド信号でもよく、このコマンド信号
は一定でもまた用役幹線３２の動作条件に応じて大きさ
が変化してもよい。先に説明したように、個々に独立し
たインバータではこれらの信号を単一の電圧あるいは基
本成分比率コマンド信号により置換えてもよい。プロセ
ッサ１０は無効及び実効電力コマンド信号６２．６４に
応答してライン５０上に正しいスイッチングシーケンス
でスイッチング信号を出力する。勿論、これら２つの信
号は単一の通信リンクを介してアナログ形式であるいは
デジタル形式で供給することができる。

第２図は基本的なインバータの概略的回路図であり、第
１のスイッチ７４及び第２のスイッチ７６が閉じらだ場
合に負荷抵抗器７２に−の方向に直流＠流を供給しまた
第１及び第２のスイッチが開かれ第３のスイッチ７８と
第４のスイッチ８０とが閉じられた場合に直流電流を他
の方向に供給する直流電源７０を含む。勿論、第３及び
第４のスイッチ７８．８０は第１及び第２のスイッチ７
４．７６が閉じると必ず開くようになっている。負荷抵
抗器７２を流れる電流を第３図に示す。

第３図の電流は平均値がゼロであることがわかる。

適当な「エンドノツヂング」及びＵ・波を行うことによ
りこの方形波は第１図の用役幹線に給電するのに適した
略正弦波形の出力電流に変換することができる。

第４Ａ図は１２個のサイリスタ又はＳＣＲ（大電力半導
体ゲート制御スイッチ）を出力段スイッチとして使用し
た３相インバータを示す。第４Ａ図のインバータスイッ
チは力転流形のものであるが簡単のためこの転流方法は
第４Ａ図には示していない（第５図を参照）。いずれに
せよ第４Ａ図は６対の直列接続されたゲート制御スイッ
チを示し、各相につき両波整流ブリッジを形成するのに
２つのゲートυ制御スイッチ対が使用される。例えば一
対のスイッチ８６．８８は第２図の第１及び第２のスイ
ッチに対応し、１出力サイクルの半分の期間３相出力端
子に＠続されている３つの単相変圧器の一次巻線のうち
の協働する−に実線の矢印で示すように電流を流す。同
様に、スイッチ９２及び９４は第２図のスイッチ７８．
８０に対応し、１出力勺イクルの他の半分のＩｆ１間破
線の矢印で示したように同じ一次巻線を通”つて逆方向
に電流を流す。第４Ａ図は非接地システムを示している
が第１図は接地システムを示している。第１図の例と第
４Ａ図の唯一の差は必要なスイッチング要素の数だけで
あり、基本的な原理は同一である。従って、本発明はい
ずれの装＠にも同様に適用可能である。この回路の出力
には３相変圧器中には存在しない基本波の３倍高調波な
いし３の倍数の高調波が含まれる。特別な変調技術によ
り３相変圧器を使用することは可能であるが、絶縁３相
変圧器を使用する方がより好ましい。かかる回路を第４
Ｂ図に示す。この回路では第４Ａ図の回路で生じていた
３倍高調波の問題点が回避される。

個々の転流回路のより詳細な回路図を第５図に示す。か
かる回路は第４Ａ図のサイリスタ８８゜９２等のサイリ
スタ対に対して設けられ、１９８２年１１月９日にケネ
ス　リップマンに対して与えられ本出願人に譲渡された
米国特許第４．３５８．８２０号にさらに完全な形で開
示されている。導通しているサイリスタ、例えば′第５
図のサイリスタ９２を遮断する場合、転流コンデンサ１
００を直流バス上の電圧と同じ電圧及び極性にあらかじ
め充電しておく。次いで転流サイリスタ１０２をオンに
してサイリスタ９２を遮断する。するとコンデンサ１０
０とコイル１０４は回路時定数の１周期にわたりバイパ
スされる。最初の半サイクルの間コンデンサの電圧は反
転する。第２の半サイクルが始まると電流は反平行ダイ
オードＩ　Ｃ）６を通って流れさらに負荷９０ａ中を結
合転流電流が負荷電流を超過するようになるまで流れ続
ける。その時点で主サイリスタ９２はバイアスされて遮
断され過剰になった電流がダイオードを通って流れる。

第６図は公知の２ブリツジインバータの例を示す。ブリ
ッジ１及びブリッジ２はいずれも接地非接地に関わらず
第４Ｂ図に示した回路と同様な回路より構成された３相
ブリツジを含む。第１のブリッジ１１０は任意に位相位
置をぜ口とされた出力正弦波電流を出力する。この電流
は直列インピーダンス１１２及びＹ字形結線構成の変圧
器１次側１１４に供給される。第２のブリッジ１１６は
ブリッジ１の出力に対して３０’位相変位した正弦波出
力電流を出力する。この位相変位した電流は直列インピ
ーダンス１１８を経てデルタ構成の変圧器−次側１２０
に供給される。１次巻線１１４゜１２０を流れる電流に
よりＹ字形結線構成の２次巻線１２２に２次電流が誘起
される。ブリッジ１から２次巻線の供給される°電流の
位相は変位していないがブリッジ２から２次巻線へ供給
される電流は３０°位相変位している。従って、２次巻
線に誘起される各相の電流は２つの電流の和になってい
る。周知のように２つの信号（電流又は電圧）が位相角
りで加算されると各信号の０次高調波はｎｘＤだけ相互
に位相変位し、各信号の振幅が等しくまたｎｘＤ＝１８
０°であればこれらは相互に打消し合う。２組のＰ相信
号より得られる１対の信号を加募した場合、３相システ
ムではこの位相角は３６０’　／２ＰＮ＝１８０’　／
ＰＮ又は６０°／Ｎとなる。ウド　バー・マイヤーによ
る米国特許第３，７９２，２８６号はこの関係を使った
２ブリツジ及び３ブリツジ式インバータにおける高調波
の打消しを開示している。この米国特許筒３，７９２，
２８６号は２つの位相が異なる巻線を２つの位相が異な
るブリッジによって駆動することによる出力基本波から
５次及び７次高調波を打消す様々な構成を開示している
。マイヤーの特許では、第６図に示すように２つのブリ
ッジの対応する位相出力は相対的に３０°移相しており
（３６０”　／２ＰＮ、Ｐ＝３．Ｎ＝２＞また負荷巻線
も同様に移相していて基本信号の負荷に対する力率が１
になる。５次及び７次高調波の打消しが各ブリッジの位
相出力に接続された３相リアクトルにおいて生じるのは
位相角が相対的にずれている２組の（Ｎ＝２）３相（Ｐ
＝３）対応基本信号の加算の直接の帰結であり、位相角
はこの場合３０°　（＝３６０°／２ＰＮ）ずらされる
。マイヤーは２つのブリッジについての打消しのみを開
示したが、後の教示はブリッジの数がこのべき乗で正弦
される場合にも拡張でき、順次さらに対を追加すること
が可能である。ケネス　リップマンによる米国特許筒４
，２０４，２６４号［多段ブリッジ式多相変換杢での高
調波の打消し」はこれらの基本高調波の打消しを他の３
段、５段、６段あるいは７段ブリッジを有するインバー
タシステムについて行う方法を開示している。また、ニ
ー・ジエー・ハンフリーによる米国特許筒３，８７６．
９２３号もマイヤーの教示を拡張するものである。第６
図に示す２段ブリッジ構成は本発明で使用可能な多数の
インバータアーキテクチャ−の−例を示すにすぎない。

第７図はインバータ出力段のスイッチの状態変化を引起
す信号波形のパターン１３０をインバータの出力波形１
３２と対置して示す。このインバータの出力波形１３２
は波形１３０に対応して状態を変化させる。先ず波形１
３０を検討するに、任意に選択された０°位置に先行す
る０゛〜−９０°の間で等間隔に選定された６つの負の
位相角が示されている。同様に、０°〜９０°の間の正
の四分の一波長範囲でも６つの等間隔に離れている正の
位相角が選定される。波形１３０の左手側の四分の一波
長部分は右手側の四分の一波長相当部分の反転鏡像にな
っている。選択された角度は±φ６を除き全て状態変化
を引起す信号波形パターン１３０中の実際の変化と一致
する。本発明の一実施例では、１サイクルの波形の四分
の一波長部分の各々につき、設訓者が特定のパターンに
従って−又は複数の出力状態変化を波形１３２で示すよ
うに例えば四分の一波長部分当り７回等の最大状態遷移
回数以下の範囲で行なわせることができる。第７図の例
は位相角が±φ６である場合状態変化が生じないように
しであるので四分の１波長部分当り６回の変化しか生じ
ない（０°での変化を含めて）。図示した位相角の間隔
は等間隔であったが、本発明によれば上記間隔は設計者
が通常の設計過程において所定の動作点でどの高調波を
特に減少させたいかに応じて様々に設定できる。同様に
、第７図に示す波形１３０はφ１〜φ５の各角度で状態
の変化が生じているのに対しφ６では状態変化が生じな
いように描かれているが、以下第８図及び第９図、さら
に第１表を参照しながらより詳細に説明するように、他
の任意の角度を特定の角度における状態の変化又は」変
化を選択的に組合せることが可能である。

第７図の波形１３２は第６のブリッジ１１０゜１１６の
いずれかを流れる電流、例えば第６図のライン１３４上
の電流の出力位相をあられしている。また、−９０”か
らＯｏの範囲の電流も０゜〜＋９０°の範囲の電流の反
転鏡像になっているのがわかる。状態変化点は波形１３
０の場合と同様に等間隔で配置されているが、以下第８
図、第９図及び第１表を参照しながら説明するように、
波形１３２中に示すパルスのパルス幅は減少させたい高
調波に応じて設計化の選択により同様に変化させること
ができる。本発明では、６０ヘルツの基本周波数を有す
る（あるいは用役幹線の周波数に応じた任意の周波数の
）状態変化を引起す例えば波形１３０等の信号波形が例
えば６６０ヘルツあるいは幹線周波数よりも高いそのサ
イクル中での状態変化数の整数倍の任意の周波数を有す
ることを特徴とする。第７図の例についてさらに説明す
ると、波形１３０は半サイクルの間に１１回状態変化を
行ない、これにインバータの出力周波数（すなわち幹線
周波数）を乗すると６０Ｘ１１となり６６０ヘルツに等
しくなるため６６０ヘルツの周波数を有している。

また第７図よりわかるように、波形１３２中に示される
反転鏡像は一連の鏡像期間のくりがえしとなっている特
徴を有する。第７図では、左手側四分の一波長部分中の
φ６に対応する第７番目の期間の喘及び右手側四分の一
波長部分中の正のφ６に対応する第６番目の期間の端を
除き各期間の終りに状態が変化している。期間６及び７
は第７図では任意に示したが、連続して期間を選択する
理由は第１１図に関連して後で説明する。

第８（ａ）図は第７図の波形１３０と同様な状態変化を
引起す波形１３４を示すが、半波長相当部分中における
状態変化の数が９に減少している点が相異する。この結
果、６０ヘルツの用役幹線では「周波数Ｊが５４０ヘル
ツになる。第８図の例では四分の一波長当り４回しか状
態変化が生じでおらず、また第７図の例と異なり角度の
間隔も同一でないことがわかる。そこで第４図のサイリ
スタ８６．８８のゲートに波形１３４を有する電圧信号
を印加しさらにサイリスタ９２．９４のゲートに波形１
３４ａを反転させた電気信号を加えると抵抗器９０を流
れる負荷電流は理想的には第８（ｂ）図に波形１３４ｂ
として示す波形を有する。ただし、第８（ｂ）図の水平
軸は時間に換算しである。この換算は周知の如＜１＝φ
／　２１６００の関係を使って容易に行うことができる
。第８（Ｃ）図は状態変化点でいくぶんリンギングが生
じているより現実に近い波形１３４Ｃを示す。第８（Ｃ
）図の出力波形１３４０は第６図のライン１３４上を流
れる電流、すなわちブリッジ１１０から又は１１６から
供給されるーの位相の電流の波形を示す。（同様に、移
相されている点を除き路間−の波形が各ブリッジからの
他の出力位相電流として得られる。）第６図の直流電源
の負の側が接地されている場合、波形１４０はライン１
３４を通って接地される電圧をあられす。一方策８（ｄ
）図の波形１４２は第６図のライン１４４上に出力され
る電圧をあられす。

１、　　　　．９５６　　　　３００　　　　３．２　
１２．５２、　　　　．９４７　　　　３００　　　１
Ｌ４　１７．５３、　　　　．９３５　　　　３００　
　　１５．７　２、５４、　　　　．９２４　　　　３
００　　　１８．２　２４．２５５、　　　　．９１２
　　　　３００　　　１９．８　２６．２５６、　　　
　．９１２　　　　４２０　　　　９．＋　　２４．８
　２８．８７、　　　　．８９９　　　　４２０　　　
　９．５　２４．９　２９．５８、　　　　．８７８　
　　　４２０　　　１０．０　２４．９　３０．５９、
　　　　．８６７　　　　４２０　　　１０．３　２４
．８　３、（１１０、，８５３４２０１０，６２４，６
３１，５＋、８４６　　　　４２０　　　１０．８　２
４．６　３、８１２、　　　　．８３９　　　　４２０
　　　１０．９　２４．５　３２．０１３、　　　　．
８３２　　　　５４０　　　１０．９　１９．４　３、
４　３６．０１４、　　　．８２３　　　　５４０　　
　１０．８　１９．７　３、３　３６．２＋５．　　　
　．８１２　　　　５４０　　　１０．７　２０．１　
３１，３　３６．５２７、　　　　．６９８　　　５４
０　　　９．５　２３．４　３０．６　３８．８２Ｂ、
　　　　　、６８９　　　　５４０　　　　９．４　２
３．７　３０．６　３９．０２９、　　　　．６８０　
　　　５４０　　　　９．２　２４，１　３０．５　３
９．２３０、　　　　．６７１　　　　５４０　　　　
９．１　２４．３　３０．５　３９．４３１、　　　　
．６６４　　　　５４０　　　　９．０　２４．５　３
０．５　３９．５３２、　　　　．６５３　　　　５４
０　　　　８．８　２４．９　３０．５　３９．７３３
、　　　　．６５４　　　　６６０　　　１、９　２３
，３　３、２　４６．９　５２．０３４、　　　　．６
４６　　　　６６０　　　１２．３　２３．２　３、６
　４５．９　５２．３３５、　　　　．６３８　　　　
６６０　　　１２．４　２３．２　３、８　４５．６　
５３．４３６、　　　　．６３１　　　　６６０　　　
１２．５　２３．２　３、９　４５．６　５２．５３７
、　　　　．６２２　　　　６６０　　　　１２．６　
２３．２　３２．０　４５．６　５２．６３８、　　　
　．６１３　　　　６６０　　　１２．７　２３．１　
３２．２　４５．８　５２．７３９、　　　　．６０６
　　　　６６０　　　　１２．８　２３．１　３２．３
　４５．４　５２．８４０、　　　　．５９９　　　　
６６０　　　　１２．９　２３．０　３２．４　４５．
９　５２．９４１、　　　　．５９１　　　　６６０　
　　１３．０　２３．１　３２，５　４５．３　５３．
０４２、　　　　．５８３　　　　６６０　　　１３．
１　２３，０　３２．６　４５．２　５３．１４３、　
　　　．５７６　　　　６６０　　　１３．２　２３．
０　３２．７　４５．２　５３．２４４、　　　　．５
６９　　　　６６０　　　１３．３　２３，０　３２．
８　４５．１　５３．３４５、　　　　．５６１　　　
　６６０　　　１３．４　２３．０　３２．９　４５．
１　５３．４４６、　　　　．５５５　　　　６６０　
　　１３．５　２３．０　３３、Ｏ４５，０５３，５４
７、，５４７６６０１３，６２２，９３３，１４４，９
５３，６４８、，５４１６６０１３，６２２，９３３，
２４４，９５３，７４９、，５４１７８０６，６１８，
０２６，９３５，９４６，５５４，３５０、，５３４７
８０６，６１８，１２６，８３５，９４６，４５４，５
５１、，５２７７８０６，５１８，１２６，８３６，０
４６，４５４，５５２、，５２０７８０６，５１８，２
２６，７３６，１４６，３５４，６５３、，５１４７８
０６，４１８，３２６，７３６，２４６，２５４，６５
４、，５０７７８０６，４１８，３２Ｇ、６　３Ｇ、２
　４６．２　５４．７６０、　　　　．４７０　　　７
８０　　　６．１　１８．６　２６．４　３６．６　４
５．８　５５．１第１表は３００〜７８０ヘツルの範囲
の周波数を５つの周波数グループにまとめた６０通りの
パターンを示す。これらのパターンはそれぞれステップ
１〜６０で示され、それぞれ一つの無効電力コマンド信
号レベルに対応する。勿論、独立に動作しているインバ
ータは単に電圧コマンド信号が与えられるだけで十分で
無効電力コマンド信号は必要なく、勿論実効電力コマン
ド信号も必要ない。

第１表の無効電力コマンド信号レベルは表中で規格化さ
れており、出力中の「基本波比率」に比例する。基本波
比率はピーク電圧の４／πＣ７倍として規定される。進
相している無効電力コマンド信号レベルに対しては低い
周波数が使用される。

これは位相の進んだ電圧は「ノツチング」が少ないため
である。

従来は、コールマンにより米国特許第４，２５１，７３
５号にて開示されたように、所定幅の各ノツチは単一の
「周波数１中に閉じ込められたデジタル形式のスイッチ
ングパターンとして記憶されている。

本発明の中心的教示は各々異なった周波数を有するパル
ス幅が可変なあらかじめ記憶されるパターンのグループ
を提供するにある。低周波数グループは無効電力コマン
ド信号を進めるのに使われ、高周波数グループは無効電
力コマンド信号を遅らせるのに使われる。個々のグルー
プ内においてパルス幅を変化させることによってコマン
ドされる無効電力の種類及びレベル如何で正の半サイク
ルの間に大なり小なり正の値を有する電圧が得られ負の
半サイクルの間に大なり小なり負の値を有する電圧が得
られる。

選択された位相角は設計者の事情に応じて特定のハード
ウェア設計の装置の特定の高調波を減少させるように選
択することができる。第１表に示した例の場合は第６図
に示したのと同様な２ブリッジ式インバータが使用され
、並列インピーダンス１１２，１１８は特定の値を有し
出力変圧器も特定の構成を有する。これらはいずれも表
に示した角度の選択に際して考慮される。従って、開示
した角度は特別な限定をあられすものではなく、単に本
発明教示により得られる設計者の選択の柔軟性を示す一
例として示したにすぎない。

第１表に示す角度を選択する際の重要な基準は構成部品
のインピーダンス値及び構造の他、第６図のライン１４
４及びその他の出力ラインに出力される出力波形中の不
要な高調波成分の割合を減少させる効果により定められ
る。設計者は本発明教示に基き必要な高調波除去を達成
するのに必要な最大状態変化回数を求め、プロセッサメ
モリ内に選択された周波数を有する望ましい数のパター
ングループを記憶するに十分なスペースを確保し、選択
した高調波を減少させるのに必要な数学的解析を行なう
。勿論、角度及びその間隔には無数の可能な選択肢があ
り、これらは本発明に特別な柔軟性により個々の設計に
応じて自由に選択することができる。

第９図は第１表にあげた状態変化を引起す信号パターン
のいくつかの例を示す。特に、各グループの最初の波形
と最後の波形を対にして示している。例えば第９（ａ）
図及び第９（ｂ）図は第工表に示す第１及び第５のステ
ップを示し、３００ヘルツグループの最初及び最後のパ
ターンに相当する。また第１のグループの第１のステッ
プに対応する無効電力の欄を見ると無効電力のレベルが
高く、従ってインバータから出力される正弦波出力電流
の電圧は小さくなる。第９（ｂ）図の正の半サイクル部
分では正電圧の割合が大きいが、第９（ａ）図及び第９
（ｂ）図におけるノツチの位置の差が出力正弦波電流に
大きく影響する。従って、第９（ａ）図のノツチの方が
第９（ｂ）図のノツチよりも幅が広いが、第９（ｂ）図
に示すよりせまい幅のノツチが引起すよりも大幅な正弦
波出力電圧レベルの低小を生じる。これは第９（ａ）図
のノツチはゼロクロスオーバ一点により近く、従って出
力電圧に与える影響が少ないためである。

すなわち、このノツチが出力電圧に与えるＥｌｆ’はゼ
ロクロスオーバ一点からさらに離れた同一幅のノツチが
与える影響よりも小さい。しかし、−膜内には他の条件
が全て同じである場合幅の広いノツチの方がより大きな
出力電圧の低下を生じやすい傾向にある。

第１０図は第１図に示したのと同様なプロセッサ制御装
置を示す。ただし、別々のマイクロプロセッサよりなる
複数の中央処理ユニットが使われている点が第１図の例
と相違している。これらのマイクロプロセッサにはライ
ン同期および移相用マイクロプロセッサ１６０と、イン
バータの３相出力端子からの各出力位相に対応する３つ
の波形発生用マイクロプロセッサ１６２．１６４．１６
６が含まれる。また位相ロックループ１６８が構成され
る。各波形発生器は必要なサイリスクスイッチングコマ
ンド信号を発生してインバータへ順次出力し、基本電圧
を正しい比率で含みまた用役ラインに対して正しい位相
関係を有するパルス幅変調波形パターンを発生する。こ
れにより所望の無効及び実効出力が得られる。

外部同期パルスがライン１７０を介して供給されると波
形発生器は第１４図のアルゴリズムに従って出カバター
ンの発生を開始する。すなわち波形発生器はまずうイン
１７２を介して供給される無効電力コマンド信号あるい
は基本電圧比率を指示する入力データを読取って記憶し
ている６０通りのパターンの中から特定の固定された半
サイクル波形パターンを選択する。次いで波形発生器は
開始時点における波形の極性を求める。ＰＷＭパターン
の負の半サイクルは反転後は正の半サイクルの鏡像に等
しいため極性が負であれば波形発生器は記憶されている
パターンを反転させる。

各波形パターンは第１１図に示すように、８値の表の形
で記憶される。最初の値はパターン中の７つの状態変化
点での極性をあられし、１バイトデータ１７４が７ビツ
トのデータ形式として記憶されて０る。ゼロはパターン
中の特定の時間における負極性のかイリスタ（例えば第
４図のスイッチ８８）のスイッチング点をあられし、１
は正極性のサイリスタ（例えば第４図のスイッチ８６）
のスイッチング点をあられす。後続する他の７バイト中
に記憶される値はスイッチング点とスイッチング点の間
の時間間隔をあられす。各々の時間間隔が定まると対応
するスイッチング点の極性がデータ１７４によって決定
され、極性の変化が必要になると出力スイッヂングシー
ケンスが実行される（第１５図を参照。ここでは極性が
変化する場合を除き状態変化を引起す信号は供給されな
い）記憶される波形パターンは９０°ないし半サイクル
のざらに半分の期間しか図示してないが、これは半サイ
クルの後半部での波形が半サイクルの萌半部での波形の
鏡像（反転かつ倒立した像）になるためである。従って
、第７番目のスイッヂング動作が完了した後パターンは
反転かつ倒立され、このシーケンスが第１４図のフロー
チャートに従ってくりかえされる。第１４図のアルゴリ
ズムは四分の一波長分のシーケンスが２度上記の如く実
行された後最初からくりかえされ、その際アルゴリズム
は最初に戻って次の同期パルスに備えて待機する。

再び第１０図に戻って、ライン同期及び移相用マイクロ
プロセッサ１６０は３つの波形発生用マイクロプロセッ
サ１６２，１６４．１６６の各々に各リイクル毎に２度
２つの信号（３１６つの信号）を供給する。各波形発生
器に送られる第１の信号はライン１７０上を送られる半
波長部分の同期パルスである。ライン１７０はライン同
期用プロセラッサと各波形発生用プロセッサを結ぶ複数
のラインとして示しであるが、これはライン同期用プロ
セッサと各波形発生用プロセッサとを結ぶ単一のライン
であってもよい。ライン１７６についても同様である。

第２の信号は７６上を送られる極性信号であり、この半
サイクル期間中の出力波形の極性を指定する。各マイク
ロプロセッサへ送られる信号の位相差は１２０°に固定
される。

ライン同期及び移相用マイクロプロセッサが行なう他の
機能は上記３つの半波長部分の同期パルスを用役幹線ラ
インに従属するライン１７８上に供給される６０ヘルツ
方形波入力信号に同期させることにある。ライン同期及
び移相用マイクロプロセッサ１６０が行なうさらに別の
機能はライン１７０上の同期した半波長部分同期パルス
を外部インターフェースマイクロプロセッサからライン
１８０に供給される８ビツト移相データ入力に応じてラ
イン１７８上の６０サイクルの入力同期信号に対して移
相させることにある。波形発生器により形成されたこの
出力波形の移相によりインバータが出力する実効電力成
分が制御される。

ライン同期及び移相用マイクロプロセッサ１６０はイン
テル８７４９マイクロコンピユータであり、位相ロック
ループ１６８にはモトローラＭＣＩ４０４６Ｂが使われ
る。既に説明したように、ライン同期及び移相用マイク
ロプロセッサはライン１７８上の６０ヘルツ同期パルス
を供給される。

この同期パルスは位相Ａラインと中性点の間のライン電
圧に対して同期される。この信号は位相へのライン電圧
に対し３０゛遅らされる。これは例えば第６図のブリッ
ジ２などの基本インバータ制御出力が正味３０”進むた
め波形マイクロプロセッサからのサイリスタ出力がライ
ンの位相と一致するようにこの移相の進みを打消す必要
があるためである。他の入力はライン１８０上の移相デ
ータであり、これはビット当り１７８度においてプラス
又はマイナス１５゛の移相量をあられす８ビツトの符号
を有する数である。Ｏ〜＋１２７の値が進相に対応しＯ
〜−１２７の値が遅相に対応する。さらにライン１８２
を介して位相ロックループ（ＰＬＬ）から１８０ｋＨｚ
方形波入力信号が供給される。ＰＬＬ１６８はライン１
７８上の６０ヘルツラインパルスをライン１８２上の１
８０ｋＨｚ方形波の周波数を変化させることによりマイ
クロプロセッサ１６０からライン１６４に出力される６
０ヘルツ帰還方形波出力信号に同期させ、一方このライ
ン１８２上の１８０ｋＨｚ方形はマイクロプロセッサ１
６０及び３つの波形発生用マイクロプロセッサ１６２，
１６４．１６６のタイマクロックとしても使われる。

ライン１７０上に出力される同期パルスは半サイクル（
１８０°）毎に１「半波長部分同期パルス」の割合で出
力される。３つの連続するパルスは１サイクル毎に別々
に３つのマイクロプロセッサ１６２，１６４，１６６に
供給され（１２０゜離れて）マイクロプロセッサからザ
イリスタへ出力される波形を同期させる。その結果、イ
ンバータの出力信号が３相用役幹線の位相と同期する。

既に説明したように、各々の位相に対応する同期パルス
はそれぞれ他の２つの位相の２つの同期パルスに対して
１２０°で一定した位相角を維持する。以下、第１２図
に関連して説明するが、ライン１７８上のライン同期パ
ルスに応じて発生されたライン１７０上の３つのパルス
よりなるグループの各々はブロセツザ１６０によってさ
らに６０゜の遅れを加えられる。波形発生用マイクロプ
ロセッサ１６０は入来同期パルスに対して９０°の進相
を生じるため（記憶されている波形パターン（第７図）
が−９０°で始まるため）、各位相についてのゲート駆
動出力の位相は３０゛進むことになる。この理由により
、同期入力が３０°遅らされていたのであり、こうする
ことにより波形用マイクロプロセッサのサイスリタスイ
ツブング出力がライン電圧の位相と一致するようになる
。

３つの波形発生用マイクロプロセッサ１６２゜１６４．
１６６はライン１７０上の同期パルスの外に各々ライン
１７６を介して極性パルスをも供給され同期パルスによ
り開始される半サイクルの極性が規定される。半波長部
分同期パルスの発生及びこれに伴う極性信号につき以下
詳細に説明する。

第１２図及び第１３図を参照するに、くりかえされる３
６０°サイクルには各々ライン１７８を介して供給され
る６０ヘルツ同期パルスが対応し、この同期パルスに応
じてタイミングシーケンスが開始され６つの等間隔同期
パルス及び協働する波形極性信号が出力される。第１２
図において位相Ａに対応する第１の同期パルスは第１０
図ライン１７８に供給される外部同期入力を既に説明し
たように６０°遅延させる。タイミングシーケンスはラ
イン同期及び移相量マイクロプロセッサ１６０内で発生
され６回くりかえされるタイマのシーケンスであり、マ
イクロプロセッサ１６０は所定カウント数までカウント
数が増大すると（カウントアツプ）ライン１７０に出力
パルスを出力し、さらに今度はカウント数を減少させる
（カウントダウン）。各々のタイマカウントアツプ／カ
ウントダウンシーケンスの中間には短い一定の遅延が生
じ、この間にマイクロプロセッサの「ハウスキーピング
」機能が実行される。６つのパルスのタイミングシーケ
ンスが１周期で正確に３６０°になるように、内部タイ
マのクロックは６０ヘルツの偶数倍の周波数で動作して
いる位相ロックループ１６８により外部形成される。位
相ロックループはライン１７８上の６０ヘルツ入力同期
信号をタイミングシーケンスの終りにプロセッサ１６０
により形成されてライン１８４に出力される帰還信号に
同期させる。第１０図の位相ロックループ１６８は１８
０ｋｆ−１ｚで動作され、その結果第１２図に示す３６
０°の期間内に３０００回のタイマカウント数を発生す
る。従って各カウント数はそれぞれ約１／８度に相当す
る。

実効電力を制御するためのライン１７０，１７６上の６
つの出力同期及び極性信号の移相はカウントアツプして
いるタイマに可変「計数値Ｉを加えたりカウントダウン
しているタイマから可変「計数値」を減算することによ
りなされる。このようにすることにより全体のカウント
数は一定なままパルスを移相させることができる。可変
なカウント数の値は外部インターフェースマイクロプロ
セッサ（図示せず）からライン１８０を介してマイクロ
プロセッサ１６０へ入力される８ビツト移相データによ
り決定される。位相はこの８ビツト移相データ入力が正
が負かに応じて遅れたり進んだりする。位相データは８
ビツトの符号を有する数であり、従ってタイマの値は各
カウントが約１／８度の位相変化量に対応するためプラ
ス又はマイナス１５１／４°の位相変化に対応する１２
７カウントだけ増減される。

以下、第１３図を参照するに、ライン１７８上に外部か
ら１波長に対応する同期信号がｔ１１達しｌこことがス
テップ２００で判定されると１００カウント分の一定の
遅延（１ｘ）がステップ２０２でロードされ、この間マ
イクロプロセッサは「ハウスキーピング」機能を実行す
る。次いでステップ２０４が実行され第１図のライン６
２上の実効電力コマンド信号の大きさが入力される。こ
れにより第１０図ライン１８０上の位相データが８ビッ
トデジタル信号として供給される。勿論、実際の入力信
号がアナログ信号である場合適当な位置でＡ／Ｄ変換が
行なわれる。次いでステップ２０６が実行され、ステッ
プ２０４で入力された実効電力コマンド信号の値に従っ
てカウントアツプ及びカウントダウン時間が５１算され
る。先にロードされた一定遅延時間が次いでステップ２
０８で開始される。勿論、固定タイマはステップ２０２
でロードがなされるとすぐ始動される。第１３図及び第
１４図、１５図に開示のフローチャートに示した多数の
ステップの順序を適当に変えても同様な結果が得られる
。当初の遅延が完了したことがステップ２１０で判定さ
れるとステップ２１２でカウントアツプタイマがスター
トされる。カウントアツプが終了したことがステップ２
１４で判定されると半波長位相同期パルスがライン１７
０に出力される。このステップにはライン１７０上に極
性信号を出力することも含まれる。ステップ２１８でカ
ウントダウンタイマが直ちに始動されステップ２２０で
タイマの終了が判定される。次いでステップ２２２で一
波長同期パルスの入来以後タイマサイクルが６回くりか
えされて完了したか否かが判定される。否であればステ
ップ２２４で一定遅延時間タイマが始動される。ステッ
プ２２６でステップ２２４の一定遅延時間が経過したと
判定されるとカウントアツプ、出力パルス、カウントダ
ウン、及び一定遅延時間（例えば２００カウント）より
なるシーケンスが６回くりかえされる。

カウントアツプとカウントダウンの１直に設けられた遅
延時間（２ｙ）内ではマイクロプロセッサの別のハウス
キーピング機能が実行される。６回目の遅延時間の終り
にステップ２２８で位相ロックループ帰還パルスが出力
され、プロセッサはステップ２３０でステップ２０２に
おいてロードされたのと同じ遅延時間がロードされる。

遅延時間はステップ２３２で開始されステップ２３４で
プロセッサは遅延時間が経過してしまうまで待機する。

時間が経過してしまうとプロセッサはステップ２００を
再び実行し第１０図のライン１７８に供給される全波同
期パルスを待つ。用役幹線の周波数はわずかに変化する
ので、同期パルスは実際にはこの遅延時間の終りに正確
に一致して現われることもあるがやや早目に現われるこ
ともある。この場合、位相ロックループはタイマ周波数
を修正し、プログラムはやや早目に現れる外部同期パル
スに備えて待機動作する。

第１０図を再び参照するに、先にも説明したように、各
波形発生用マイクロプロセッサはサイリスクスイッチン
グコマンド信号のシーケンスを発生してインバータに供
給し用役ラインに対して正しい基本電圧比率と正しい位
相関係を有するパルス幅変調波形パターンを発生し、こ
れにより必要な無効及び実効電力出力成分が得られる。

第１４図は第１０図の波形発生用のマイクロプロセッサ
１６２，１６４．１６６を制御する方法を一般的に示す
。このルーチンは第１４図ステップ２００で開始され、
ステップ２０２で第１０図ライン１７２上の無効電力コ
マンド信号の現在値が個々の波形発生用マイクロブ［１
セツサに供給され記憶される。次いでステップ２０４で
半波長同期信号が協働する第１０図のライン１７０に供
給されたか否かが判定される。否であれば結果が肯定的
になるまでこの判定がくりかえされる。半波長同期信号
が入来するとステップ２０５で固定遅延時間タイマが始
動される。これは−９０°の同期パルスから第１のスイ
ッチング点までの間に相当する。この遅延時間の間、マ
イクロプロセッサは［ハウスキーピング］を行なってい
る。次いでステップ２０６で第１０図のライン１７６上
の半波長部分極性信号の値にもとづいて次の半波長部分
における極性が求められる。次いでステップ２０８で記
憶されている状態変化を引起こす信号のシーケンスがフ
ェッチ・される。これらの信号はステップ２０２で入力
された記憶されている無効電力コマンド信号の大きざに
相当する。６０通りのパターンが記憶されており、入力
される８ビット無効電力コマンド信号がこれらのパター
ンの−を指定する。各パターンは８値（バイト）の表と
して記憶される。７ビツトよりなる第１の値１７４はパ
ターン中の７か所のスイッチング点の極性を指定する（
第１１図）。つぎの７バイトのデータは各スイッチング
点の間の時間間隔に対応する７つの値を含んでいる。記
憶されている数は１８０ｋＨ２で動作してるタイマカウ
ンタ中にロードされる値に対応する。従って各、「カウ
ント」は５．５マイクロ秒に対応し、最大カウント数（
スイッチング点間の最大幅に相当）は、４ミリ秒又は３
０゜になる。インテル８７４９マイクロプロセツサは２
５６バイト長の「ページ」中にプログラムデータを記憶
する。従って、６４通り波形パターンを記憶するには２
ページが必要になる。正しい波形パターンをメモリから
読出す場合、どのページにデータが記憶されているかを
見出しさらにプログラムを実行する際迅速なアクセスが
できるよにうデータを一時記憶装置に移すことが行なわ
れる。

最初の３０パターンが−のページにまた残りの３０ペー
ジが他のページに記憶されている。

次いでステップ２１０で半波長部分の極性信号にもとづ
いて半サイクルが正であるか負であるかが判定される。

負である場合、ステップ２１２が実行されてフェッチさ
れた四分の一波長分相当のシーケンスは反転されて記憶
され迅速なアクセスに備える。さらにステップ２１４で
スイッチング点カウンタが設定される。スイッチング点
ポインタは特定のスイッチング点極性ビットとして作用
すると同時に現在のスイッチングシーケンスのくりかえ
し回数をカウントするカウンタとしても作用する。ステ
ップ２０８でパターンが読出されると入力極性ビットが
ステップ２１０で検査されこれが正の半サイクルである
か負の半サイクルであるかが判定される。すなわち、１
バイト目に記憶されていたパターン極性データが補償さ
れる。同時に、電圧極性状態フラグ（図示せず）も同様
に補償される（このフラグは図示していないが第１５図
のサブルーチン中でサイリスタスイッチングシーケンス
の際今回のスイッチング点の特性が先のスイッチング点
の極性と同一であるか否か、すなわち電圧極性の変化が
必要であるか否かを判定するのに使われる）。次いでタ
イマポインタがステップ２１６で設定される。ステップ
２１０で半波長部分の極性が正であると反転されるとス
テップ２１４が直接に実行されフェッチされた四分の一
波長分のシーケンスは反転されない。

マイクロプロセツサ”は第１のスイッチング点までの固
定遅延時間が経過すると直ちに波形パターンの発生を始
める。スイッチング点カウンタがステップ２１４で設定
され、以下説明する７回にわたるステップのくりかえし
を７回のスイッチング点に対応して行うことが可能にな
る。データポインタもまた設定され７回のくりかえしの
間一連のタイマ値を読出す。先に説明したように、スイ
ッチング点カウンタは二重の目的に使われる。これは「
マスク」ビットでありその位置はくりかえしがなされる
毎にＰＷＭパターンバイトの正しい極性ビットの「点」
まで動かされる（第１５図のサイリスクスイツヂングシ
ーケンスザブルーチンを参照）。このビットがパターン
バイトの最上位ビットを過ぎて動かされると１カウンタ
」碩はゼロになり、７つのパターン全てが使われたこと
が示される。

固定遅延期間が経過するとステップ２１８が実行され、
タイマポインタの現在値に従って設定されている状態変
化を引起すシーケンスから次の遅延時間がロードされる
。最初の行程が終了した時点でタイマポインタは第２バ
イト、すなわちＰＷＭ極性バイトに続く最初のバイトを
指示し、ステップ２１８で得られる次のく引続く）遅延
時間は第３バイトから取られる。この次の遅延時間は一
時記憶ロケーションに移され現在の時間遅延動作がステ
ップ２２０で開始される。ステップ２１８で求められた
次の遅延時間は現在の遅延時間が終了すると直ちに始動
できるように即座に読出せるように保持される。ステッ
プ２２２は次いで第１５図に示す「ゲート」サブルーチ
ンをコールする。

第１５図参照するに、ゲートサブルーチンはステップ２
２４で開始されステップ２２６で現在のスイッチビット
極性がスイッチ点カウンタから得られる。ステップ２２
８でこの現在の極性ビットが正であるか負であるかの判
定がなされる。極性ビットが正である場合、ステップ２
３０で＠後の極性ビット（現在のスイッチ状態）もまた
正であるか否かが判定される。これが正であれば状態変
化は必要なく、次にステップ２３１が実行されてプロセ
ッサは現在の遅延時間が経過してしまうまで待った侵ス
テップ２１８でロードされた次の遅延時間を開始する。

ステップ２３２でサブルーチンは第１４図フローヂャー
トの元の分岐点に復帰しこの分岐点からの動作が再開さ
れる。一方最後の極性ビットが正でない場合、プロセッ
サはステップ２３８で導通状態のスイッチ（負のスイッ
チ：下側メイン）を遮断し、負スイップ転流ザイリスタ
をオンにし、さらにステップ２４０，２４０ａに示すよ
うに転流時間に対応する一定時間待機する。次いでステ
ップ２４１で転流サイリスタがオフにされ、正のスイッ
チがオンにされて正電流が流される。次いでステップ２
４２で極性状（ｇが補償され、新たなスイッチ状態が指
示される。さらにステップ３２２を介して第１４図のル
ーチンへ復帰がなされる。

第１５図のステップ２２８で現在の極性ビットが正でな
いと判定さるとステップ２４０Ｔ：＠後の極性ビットが
負であるか否かが判定される。負である場合、ステップ
２３１で実行されステップ２３０の後厄に説明したよう
に原プログラムへの復帰がなされる。否であればステッ
プ２４３が実行され、正パワースイッチがオフにされ転
流サイリスタがオンにされる。転流期間に対応する一定
遅延時間が次いでロードされステップ２４５゜２４５ａ
で実行される。一定遅延時間が経過後ステップ２４６で
転流サイリスタがオフにされ負のパワースイッチ（下側
メイン）がオンにされ負電流が流される。さらにステッ
プ２４７で新たなスイッチ状態に極性状態が変化された
後ステップ２３２で第１４図のステップに復帰がなされ
る。

第１４図を参照するに、ゲートサブルーチンが終了する
とスイッチング点カウンタがステップ２５０で増加され
、さらに第７番目のスイッチング点が完了したか否かが
チエツクされる。否であればステップ２５２で示すシー
ケンスがくりかえされる。一方これが完了していればス
テップ２５４でスイッチング点カウンタを再設定しステ
ップ２５６でＰＷＭ極性ビットを反転させて補償するこ
とにより（これは第２の四分の一波長部分の波形が第１
の部分波形の鏡像になっているためである）次の９０”
シーケンスが開始される。ステップ２５４でリセットさ
れるスイップ一点カウンタは第７番目のスイッチング極
性ビットを指示する。

タイマポインタは第２の四分の一波長部分の第１のスイ
ッチング時間が波形の対称性のために第１の四分の−の
波長部分の最後のスイッチング時間と同一であるため自
動的に正しい値を指示している。ステップ２５４及び２
５６が実行されている間、先の四分の一波長部分で開始
されたタイマはまだ計時中である。最後の遅延時間が経
過してしまうのを持つ間、次の遅延時間がステップ２５
８で示したように記憶されている四分の一波長シーケン
スの中からフェッチされる。ステップ２６０で最後の遅
延時間が経過してしまうのを待った後ステップ２６２で
ゲートサブルーチンがリコールされる。ゲートサブルー
チンから戻るとステップ２６４でスイッチング点カウン
タ及びタイマポインタが減少される。次いでステップ２
６６が実行され、７つのスイッチング点が全て実行され
て完了したか否かが判定される。否であればステップ２
５８へ２６６よりなるループが７つのスイッチング点が
全て完了するまでくりかえし再実行され、その後ステッ
プ２６８で復帰がなされる。

以上、本発明を最良の実施例について説明したが、本発
明の思想及び範囲内で様々な変形、省略。

追加が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による、信号プロセッサコントローラに
より制御される力転流インバータを示す概略的ブロック
図、第２図は全てのインバータに含まれる基本原理の概
略図、第３図は第２図の負荷抵抗器を流れる負荷電流の
波形図、第４Ａ図は３相負荷へ交流電流を供給している
全波３相インバータの概略図、第４Ｂ図は絶縁３相変圧
器を使用した６素子インバータの概略図、第５図は個々
の転流回路の概略図、第６図は本発明によるインバータ
制御装置を１又は２使用した２ブリッジ式インバータを
示す図、第７図はインバータの出力段のスイッチを状態
変化させる波形の一例及び状態変化信号とインバータ出
力電流との関係を示す図、第８図は５４０ヘルツ波形パ
ターンの場合の状態変化信号の波形の例及び対応する出
力電流を示す図、第９図は各々第１表中の５つの周波数
グループのうち最初と最後の波形を示す５対の状態変化
信号の例を示す図、第１０図は本発明による基本的イン
バータ制御装置の図、第１１図は四分の一波長部分につ
いての波形パターンを記憶するためのデータマツプの図
、第１２図は３相システムの場合のライン同期及び移相
タイミングを示す図、第１３図は第１２図に示した半波
長部分同期パルスを得るのに本発明による信号プロセッ
サが実行する論理ステップの概略的フローチャート、第
１４図は本発明によるインバータ出力段スイッチを制御
するための概略的制御フローチャート、第１５図は第１
４図中で実行される「ゲートコサブルーチンを示す概略
的フローチャートである。 １０・・・制御装置、１２・・・インバータシステム、
１４．７０・・・直流電源、１６．２０．２４．２８゜
４０．４２．４６．４８．５０．６２．６４゜１３４．
１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１４０゜１４２．１４
４，１７０，１７２，１７６．１７８　。 １８０．１８２．１８４・・・ライン、１８・・・イン
バータ、２２．３６，１１２．１１８・・・インピーダ
ンス、２６・・・感知器、３０・・・回路遮所器、３２
・・・幹線、３４．９０ａ・・・負荷、３８・・・電源
、４４゜６６・・・Ｉ１０ボート、５２・・・メモリ、
５４・・・バス、５６・・・ＲＡＭ、５８・・・ＲＯＭ
、６０・・・ＣＰＵ、７２・・・負荷抵抗器、７４，７
６．７８．８０・・・スイッチ、８６．８８．９２．９
４・・・スイッチ（サイリスタ）、９０・・・抵抗器、
１００・・・コンデンサ、１０２・・・サイリスタ、１
０４・・・コイル、１０６・・・ダイオード、１１０，
１１６・・・ブリッジ、１１４゜１２０・・・１次巻線
、１２２・・・２次巻線、１３０゜１３２・・・波形、
１６０，１６２，１６４．１６６・・・マイクロプロセ
ッサ、１６８・・・ＰＬＬ、１７４・・・データ、２０
０，２０２，２０４，２０６゜２０８．２１０，２１２
，２１４，２１６，２１８゜２２０．２２２，２２４，
２２６，２２８，２３０　。 ２３、２３２，２３４，２３６，２３８，２４０　。 ２４０ａ、２４１，２４２，２４３，２４４゜２４５．
２４５ａ、２４６，２４７，２４８゜２５０．２５２，
２５８，２６０，２６２，２６４　。 ２６６．２６８・・・ステップ。 特許出願人　インターナショナル　フｌエルＦＩＧ、２
　　　　　　　　　　　　ＦＩＧ、ＪＦＩＧ、４Ａ ＦＩＧ、４８ ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、８ ＦＩＧ、９ ＦＩＧ、１０ 亀　　　０”　　　６ｆｆ　　　／２０’　　　ＩＱ”
　　、ｒ”　　ＪＸ）”ＦＩＧ、／２

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）実効及び無効電力コマンド信号の大きさにそれぞ
   れ応じてインバータ出力段のスイッチの導通を制御して
   インバータから出力される実効電力及び無効電力成分を
   制御するインバータの制御方法であつて： インバータ出力段スイッチの導通状態を変化させてイン
   バータ出力電流を所定回数反転させる複数の状態変化信
   号シーケンスを記憶し； 無効電力コマンド信号に応じてインバータ出力電流の所
   望反転タイミングシーケンスを与えるシーケンスを記憶
   されたシーケンスから選択的に読出して所望の無効電力
   成分を得； 実効電力コマンド信号に応じて該選択されたシーケンス
   を時間的に変位させて所望の実効電力成分を得る段階よ
   りなり、 該各シーケンスは該記憶されている複数のシーケンスよ
   りなるシーケンスグループのうち該シーケンスが属する
   グループ中の他のシーケンスと含まれる状態変化信号の
   数が同一であることを特徴とする方法。
2. （２）該無効電力コマンド信号に応答して該記憶された
   シーケンスを選択する段階はシーケンス中に多数の状態
   変化信号を含むグループからシーケンスを選択すること
   により無効電力コマンド信号を遅らせ、またシーケンス
   中に少数の状態変化信号を含むグループからシーケンス
   を選択することにより無効電力コマンド信号を進ませる
   段階を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の方法。
3. （３）該状態変化信号を記憶する段階は個々のグループ
   毎になされ、進相している無効電力コマンド信号に対応
   するグループではインバータ出力電流の正及び負の半サ
   イクルについてインバータ出力電流の正及び負の期間の
   割合がそれぞれ多くされ、また遅相している無効電力コ
   マンド信号に対応するグループではインバータ出力電流
   の正及び負の半サイクルについてインバータ出力電流の
   正及び負の期間の割合がそれぞれ少なくされることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の方法。
4. （４）実効及び無効電力コマンド信号の大きさにそれぞ
   れ応じてインバータ出力段のスイッチの導通を制御して
   インバータから出力される実効電力及び無効電力成分を
   制御するインバータの制御装置であつて： インバータ出力後のスイッチの導通状態を変化させてイ
   ンバータ出力電流を所定回数反転させる複数の状態変化
   信号シーケンスを記憶する記憶手段と； 無効電力コマンド信号に応じてインバータ出力電流の所
   望の反転タイミングシーケンスを該記憶手段より選択的
   に読出して所望の無効電力出力成分を得、また実効電力
   コマンド信号に応じて該選択されたタイミングシーケン
   スを時間的に変位させて所望の実効電力出力成分を得る
   信号プロセッサ手段とよりなり、該各シーケンスは該記
   憶されている複数のシーケンスよりなるシーケンスグル
   ープのうち該シーケンスが属するグループ中の他のシー
   ケンスと含まれる状態変化信号の数が同一であることを
   特徴とする装置。
5. （５）該信号プロセッサ手段は遅相無効電力コマンド信
   号に応じてシーケンス中に多数の状態変化信号を含むシ
   ーケンスを記憶手段から選択的に読出し、また進相無効
   電力コマンド信号に応じてシーケンス中に小数の状態変
   化信号を含むシーケンスを記憶手段から選択的に読出す
   ことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の装置。
6. （６）該信号プロセッサ手段中に記憶されているシーケ
   ンスグループは進相無効電力コマンド信号に対応してイ
   ンバータ出力電流が正及び負である半サイクル中にイン
   バータ出力電流が正及び負である期間の割合がそれぞれ
   多くされているシーケンスと、遅相無効電力コマンド信
   号に対応してインバータ出力電流が正及び負である半サ
   イクル中にインバータ出力電流が正及び負である期間の
   割合がそれぞれ少なくされているシーケンスよりなるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の装置。
7. （７）電圧コマンド信号の大きさに従つてインバータ出
   力段のスイッチの導通状態を制御してインバータの出力
   電圧を制御するインバータの制御装置であつて： インバータ出力段のスイッチの導通状態を変化させてイ
   ンバータ出力電流を所定回数反転させる複数の状態変化
   信号シーケンスを記憶する手段と； 電圧コマンド信号に応じてインバータ出力電流の所望の
   反転タイミングシーケンスを与えるシーケンスを該記憶
   手段から選択的に読出して所望の電圧出力を出力する信
   号プロセッサ手段とよりなり、該各シーケンスは該記憶
   されている複数のシーケンスよりなるシーケンスグルー
   プのうち該シーケンスが属するグループ中の他のシーケ
   ンスと含まれる状態変化信号の数が同一であることを特
   徴とする装置。
8. （８）電圧コマンド信号の大きさに従ってインバータ出
   力段のスイッチの導通状態を制御してインバータの出力
   電圧を制御するインバータの制御方法であつて： インバータ出力段のスイッチの導通状態を変化させてイ
   ンバータ出力電流を所定回数反転させる複数の状態変化
   シーケンスを記憶し； 電圧コマンド信号に応じて記憶されているインバータ出
   力電流の所望の反転タイミングシーケンスを与えるシー
   ケンスを選択的に読出して所望の電圧出力を得る段階よ
   りなり、該各シーケンスは該記憶されている複数のシー
   ケンスよりなるシーケンスグループのうち該シーケンス
   が属するグループ中の他のシーケンスと含まれる状態信
   号の数が同一であることを特徴とする方法。