JPS6337701A - 複合形帯域阻止ろ波器 - Google Patents
複合形帯域阻止ろ波器Info
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- JPS6337701A JPS6337701A JP18170686A JP18170686A JPS6337701A JP S6337701 A JPS6337701 A JP S6337701A JP 18170686 A JP18170686 A JP 18170686A JP 18170686 A JP18170686 A JP 18170686A JP S6337701 A JPS6337701 A JP S6337701A
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Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えばテレビジョン放送において、映像送信
電力Ｐｖ （周波数ｆυ）、映像カラー信号電力Ｐｓ
（周波数ｆＳ）及び音声信号電力ρ＾（周波数ｆｎ）を
合成すると共に、映像送信電力Ｐυと映像カラー信引市
力Ｐ５により生ずるインターモジュレーションノイズ（
２ｆｖ −ｆｓ ）を除去して１ 基の空中線に送出す
る場合に用いられる定インピーダンスダイプレクサ、又
は自動ＩＩｊ ’、Ｉｉ話のように複数の搬送波を有す
る無線通信における信号合成回路として用いて１ノ１（
の空中線により多重通信を行う場合に好適な定インピー
ダンスダイプレクサ等の構成素子として有効な複合形帯
域用１［−ろ波器に関するものである。
電力Ｐｖ （周波数ｆυ）、映像カラー信号電力Ｐｓ
（周波数ｆＳ）及び音声信号電力ρ＾（周波数ｆｎ）を
合成すると共に、映像送信電力Ｐυと映像カラー信引市
力Ｐ５により生ずるインターモジュレーションノイズ（
２ｆｖ −ｆｓ ）を除去して１ 基の空中線に送出す
る場合に用いられる定インピーダンスダイプレクサ、又
は自動ＩＩｊ ’、Ｉｉ話のように複数の搬送波を有す
る無線通信における信号合成回路として用いて１ノ１（
の空中線により多重通信を行う場合に好適な定インピー
ダンスダイプレクサ等の構成素子として有効な複合形帯
域用１［−ろ波器に関するものである。
従来の技術
第１Ｏ図は、超短波帯（Ｕ）ＩＦ）のテレビジョン放送
において従来用いられている定インピーダンスダイプレ
クサを示すブロック線図、第１１図はその等価回路図で
１両図において、８１及び８２は入／４結合器（入は伝
送波長）で、３ｄＢ結合器又はハイブリッド回路等より
成る。９１及び９２はインターモジュレーションノイズ
（：ｌＲｖ ｆｓ）に共振する入７４回軸共振器又は
矩形導波管共振器等より成る帯域阻止ろ波器、１０＋及
び１０２は音声信号′重力ＰＡの周波数ｆ＾に共振する
矩形導波管共振器より成る帯域阻止ろ波器で、共振器９
１と１０．の線路への各結合点は、互いにｎへｇ／２
（ｎは任意の正の整数、λｇは管内波長）の間隔を隔て
るように形成し、共振器９２と１０２の線路への各結合
点も亦互いにｎ入ｇ／２の間隔を隔てるように形成しで
ある。
において従来用いられている定インピーダンスダイプレ
クサを示すブロック線図、第１１図はその等価回路図で
１両図において、８１及び８２は入／４結合器（入は伝
送波長）で、３ｄＢ結合器又はハイブリッド回路等より
成る。９１及び９２はインターモジュレーションノイズ
（：ｌＲｖ ｆｓ）に共振する入７４回軸共振器又は
矩形導波管共振器等より成る帯域阻止ろ波器、１０＋及
び１０２は音声信号′重力ＰＡの周波数ｆ＾に共振する
矩形導波管共振器より成る帯域阻止ろ波器で、共振器９
１と１０．の線路への各結合点は、互いにｎへｇ／２
（ｎは任意の正の整数、λｇは管内波長）の間隔を隔て
るように形成し、共振器９２と１０２の線路への各結合
点も亦互いにｎ入ｇ／２の間隔を隔てるように形成しで
ある。
９ｓは線路への結合点から共振器９１又は９２側を見た
回路のアドミタンス、ｔ＾は線路への結合点から共振器
１０＋ 又は１０２側を見た回路の７ドミタンスである
。
回路のアドミタンス、ｔ＾は線路への結合点から共振器
１０＋ 又は１０２側を見た回路の７ドミタンスである
。
第１２図は、第１１図における帯域阻止ろ波器部分のみ
の等価回路図で、その基本マトリクスは、−Ｌ式におい
て、 ｍ９＝２π／λｇ 文：λｇ／２ 又、 （＋１）のイめは、ｎ＝０２．４．−−−−即ち
、偶数次のとき＋１で、奇数次のとき−１である。
の等価回路図で、その基本マトリクスは、−Ｌ式におい
て、 ｍ９＝２π／λｇ 文：λｇ／２ 又、 （＋１）のイめは、ｎ＝０２．４．−−−−即ち
、偶数次のとき＋１で、奇数次のとき−１である。
λｇ／２間隔毎に接続された共振回路の７ドミタンスは
全て同等の特性を呈するから第１２図の回路は、第１３
図の回路と等価である。
全て同等の特性を呈するから第１２図の回路は、第１３
図の回路と等価である。
発明が解決しようとする問題点
：５１Ｏ図に示した定インピーダンスダイプレクサは、
４個の帯域阻止ろ波器を必要とするため、全体の構成が
複雑大形となる。
４個の帯域阻止ろ波器を必要とするため、全体の構成が
複雑大形となる。
このような欠点を除くためには、円形導波管共振器を用
い、外部回路との結合ループを、Ｈモード及びＶモード
の各電界ベクトルに対して４５°の角度差を以て設ける
ことにより、互いに周波数の異なる２波に対する帯域阻
止ろ波器を構成し得るから、第１Ｏ図に示した定インピ
ーダンスダイプレクサを２個の帯域阻止ろ波器を以て構
成することが可能となるが、円形導波管共振器における
結合ループをＨモード及びＶモードのａｔｈ界ベクトル
に対して４５°の角度差を以て設けるときは、Ｈモード
とＶモードとの間に干渉を生じて好ましくない回路動作
を呈することとなる。
い、外部回路との結合ループを、Ｈモード及びＶモード
の各電界ベクトルに対して４５°の角度差を以て設ける
ことにより、互いに周波数の異なる２波に対する帯域阻
止ろ波器を構成し得るから、第１Ｏ図に示した定インピ
ーダンスダイプレクサを２個の帯域阻止ろ波器を以て構
成することが可能となるが、円形導波管共振器における
結合ループをＨモード及びＶモードのａｔｈ界ベクトル
に対して４５°の角度差を以て設けるときは、Ｈモード
とＶモードとの間に干渉を生じて好ましくない回路動作
を呈することとなる。
問題点を解決するための手段
本発明は、円形導波管共振器における結合ループをｌ（
モードとＶモードの各゛−ヒ界ベクトルに対して４５°
の角度差を以て設けると共に、■モードの電界ベクトル
を基準として±４５°の方向からモード修＋Ｅ用調整螺
子を管内に挿入することによって上記従来の円形導波管
共振器における欠点を除き、例えば定インピーダンスダ
イプレクサを構成せしめた場合に、全体の構成を簡潔小
形ならしめ得ると共に挿入損失を小ならしめ得る複合形
帯域阻止ろ波器を実現することを目的とする。
モードとＶモードの各゛−ヒ界ベクトルに対して４５°
の角度差を以て設けると共に、■モードの電界ベクトル
を基準として±４５°の方向からモード修＋Ｅ用調整螺
子を管内に挿入することによって上記従来の円形導波管
共振器における欠点を除き、例えば定インピーダンスダ
イプレクサを構成せしめた場合に、全体の構成を簡潔小
形ならしめ得ると共に挿入損失を小ならしめ得る複合形
帯域阻止ろ波器を実現することを目的とする。
作用
■モードの電界ベクトルを基準として±４５°の方向か
らモード修正用調整螺子を管内に挿入することにより、
楕円偏波の電磁波を生じ、各共振周波数において、Ｈモ
ード回路とＶモード回路間における干渉成分をベクトル
的に打ち消すこととな実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す正面図、第２図は、
第１図のＡ−Ａ断面図で、両図において、ｌは円形導波
管共振器本体で、軸長文をλｇ／２に等しいか、適宜短
く形成しである。２は結合ループで、ループ面がＨモー
ド及び■モードの各電界ベクトルに対して４５°の角度
差をなすように設けである。３は同軸端子、４ＨはＨモ
ードの共振周波数微調整螺子、５ｖは■モードの共振周
波数微調整螺子、６Ｈは本発明の要旨であるモード修正
用調整螺子で、■モードの電界ベクトルを基準として±
４５°（４５°又は２２５°）の角度差を以て管内に挿
入しである。
らモード修正用調整螺子を管内に挿入することにより、
楕円偏波の電磁波を生じ、各共振周波数において、Ｈモ
ード回路とＶモード回路間における干渉成分をベクトル
的に打ち消すこととな実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す正面図、第２図は、
第１図のＡ−Ａ断面図で、両図において、ｌは円形導波
管共振器本体で、軸長文をλｇ／２に等しいか、適宜短
く形成しである。２は結合ループで、ループ面がＨモー
ド及び■モードの各電界ベクトルに対して４５°の角度
差をなすように設けである。３は同軸端子、４ＨはＨモ
ードの共振周波数微調整螺子、５ｖは■モードの共振周
波数微調整螺子、６Ｈは本発明の要旨であるモード修正
用調整螺子で、■モードの電界ベクトルを基準として±
４５°（４５°又は２２５°）の角度差を以て管内に挿
入しである。
尚、第１図において、 ＥＨはＨモードの電界ベクトル
、ＥＶは■モードの電界ベクトルである。
、ＥＶは■モードの電界ベクトルである。
第１図及び第２図に示した実施例においては、外部回路
との結合ループ２を円形導波管共振器本体１の端壁に設
けた場合を例示したが、第３因に正面図を、第４図に第
３図のＡ−Ａ断面図を各示すように、結合ループ２を円
形導波管共振器本体１の側壁に設けても未発１１を実施
することが出来る。
との結合ループ２を円形導波管共振器本体１の端壁に設
けた場合を例示したが、第３因に正面図を、第４図に第
３図のＡ−Ａ断面図を各示すように、結合ループ２を円
形導波管共振器本体１の側壁に設けても未発１１を実施
することが出来る。
第３図及び第４図における他の符号及び構成は、第１図
及び第２図と同様である。
及び第２図と同様である。
−１−記各実施例における共振周波数微調整螺子４１１
．５ｖ及びモード修正用調整螺子６Ｆ＋は円形導波管共
振器本体ｌにおける軸長の展に対応する側壁から管内に
挿入するのが最も効果的であるが、左右何れかにずれた
個所に設けてもよく、又、図には各微調整螺子を導波管
軸に対称の個所に一対２個ずつ設けた場合を例示しであ
るが、それぞれ何れか１個を省いて各１個ずつを設ける
ようにしても本発明を実施することが出来る。
．５ｖ及びモード修正用調整螺子６Ｆ＋は円形導波管共
振器本体ｌにおける軸長の展に対応する側壁から管内に
挿入するのが最も効果的であるが、左右何れかにずれた
個所に設けてもよく、又、図には各微調整螺子を導波管
軸に対称の個所に一対２個ずつ設けた場合を例示しであ
るが、それぞれ何れか１個を省いて各１個ずつを設ける
ようにしても本発明を実施することが出来る。
上記何れの実施例においても、Ｈモードの負荷Ｑ （Ｑ
ＬＨ） 、 Ｖモードの負荷Ｑ （ＱＬＶ ）の６値及
び円形導波管共振器の楕円率に応じて、モード修正用調
整螺子６Ｎの管内挿入長（零を含む）を調整し、又、結
合ループ２のループ面の面積を所要の負荷Ｑに応じて定
めることにより所要の特性を得ることが出来、更に、結
合ループ２のループ面を回転可能に形成することにより
、Ｈモード及びＶモードに対する各結合度を変化せしめ
ることが出来る。
ＬＨ） 、 Ｖモードの負荷Ｑ （ＱＬＶ ）の６値及
び円形導波管共振器の楕円率に応じて、モード修正用調
整螺子６Ｎの管内挿入長（零を含む）を調整し、又、結
合ループ２のループ面の面積を所要の負荷Ｑに応じて定
めることにより所要の特性を得ることが出来、更に、結
合ループ２のループ面を回転可能に形成することにより
、Ｈモード及びＶモードに対する各結合度を変化せしめ
ることが出来る。
本発明複合形帯域阻止ろ波器の外部回路への接続点から
結合ループ２の端末までの長さを、はぼｎへｇ／４
（ｎは正の整数における任意の寄数）に選ぶと、共振周
波数以外の周波数においては、外部回路への接続点から
共振器側を見たインピーダンスはほぼ無限大となり、Ｈ
モードの共振周波数及びＶモードの共振周波数において
は、外部回路への接続点において短絡状態となり、その
等価回路は第５図で示すことが出来る。
結合ループ２の端末までの長さを、はぼｎへｇ／４
（ｎは正の整数における任意の寄数）に選ぶと、共振周
波数以外の周波数においては、外部回路への接続点から
共振器側を見たインピーダンスはほぼ無限大となり、Ｈ
モードの共振周波数及びＶモードの共振周波数において
は、外部回路への接続点において短絡状態となり、その
等価回路は第５図で示すことが出来る。
第５図の回路構成は第１３図の回路構成と相似で、回路
の性質も亦相似となる。
の性質も亦相似となる。
第５図における各回路定数は、次の各式で示すことが出
来る。
来る。
但し、
ＹＨ：Ｈモードで共振している回路の７ドミタンス
Ｙｙ：ｖモートで共振している回路の７ドミタンス
Ｚｓ：Ｈモードで共振している回路のインピーダンス
ｚ、Ｊ：ｖモードで共振している回路のインピーダンス
ｔｏ ： Ｈモードで共振している回路の抵抗成分子ｖ
：Ｖモードで共振している回路の抵抗成分ＬＭ ： Ｈ
モードで共振している回路のりアクタンス分 ＩＶ ： Ｖモードで共振している回路のりアクタンス
分 ｔｏＨ：Ｈモードの共振周波数 ｆＯν ：■モードの共振周波数 ｆ ：伝送周波数 Ｑｕｃ ：円形導波管共振器の無負荷Ｑ２３８ｅ・Ｄ
（ｃｍ） Ｆ市コ Ｑｕｃ ＝□ Ｄ二円形導波管共振器本体の直径 ｆｃ：円形導波管共振器の遮断周波数 ｆｃ ＝ ３００／入ｃ （ＧＴｏ）八〇 ：円形導
波管共振器遮断波長 入ｃ ＝ １．７０８０ 円形導波管共振器本体ｌの直径り、Ｈモード及び■モー
ドの各共振１４波数ｆｏＨ及びｒｏｖ 、 Ｈモード及
びＶモードにおける各負荷Ｑ、ＱＬＨ及びＱＬＶ゛ぐを
ｐえることにより、（２）式及び（３）式から各回路定
数を求めることが出来る。
：Ｖモードで共振している回路の抵抗成分ＬＭ ： Ｈ
モードで共振している回路のりアクタンス分 ＩＶ ： Ｖモードで共振している回路のりアクタンス
分 ｔｏＨ：Ｈモードの共振周波数 ｆＯν ：■モードの共振周波数 ｆ ：伝送周波数 Ｑｕｃ ：円形導波管共振器の無負荷Ｑ２３８ｅ・Ｄ
（ｃｍ） Ｆ市コ Ｑｕｃ ＝□ Ｄ二円形導波管共振器本体の直径 ｆｃ：円形導波管共振器の遮断周波数 ｆｃ ＝ ３００／入ｃ （ＧＴｏ）八〇 ：円形導
波管共振器遮断波長 入ｃ ＝ １．７０８０ 円形導波管共振器本体ｌの直径り、Ｈモード及び■モー
ドの各共振１４波数ｆｏＨ及びｒｏｖ 、 Ｈモード及
びＶモードにおける各負荷Ｑ、ＱＬＨ及びＱＬＶ゛ぐを
ｐえることにより、（２）式及び（３）式から各回路定
数を求めることが出来る。
第５図に示した回路の基本マトリクスを求めると、
・・ ・・ （９）
伝送１．ν性は、次式で求められる。
又、入出力インピーダンスＺｕｖ及び入出力アドミタン
スＹ）ＩＶは、次式で求めることが出来る。
スＹ）ＩＶは、次式で求めることが出来る。
イ１１シ、一般に Ｒ＝Ｚｏ；１・・・・（ｌｌ）Ｚ、
：外部回路の特性インピーダンス 第５図に示した共振回路のＩ［正反射係数Ｆ、１ソバ、
（２）式乃至（８）式及び（１２）式から、 Ｙｏ：外部回路の特性アドミタンス として求めることが出来、（２）式から位相特性０は、 で求うられ、遅延時間特性で（ｘ）は、τ（り＝τｕ（
ｘ）＋τＶ（り Ｂｗｎ：Ｈモードにおける３ｄＢ減衰周波数帯域幅θ（
１：Ｈモードにおける遅延時間特性Ｂｗｖ：Ｖモードに
おける３ｄＢ減衰周波数帯域幅０υ ：■モードにおけ
る遅延時間特性で求めることが出来る。
：外部回路の特性インピーダンス 第５図に示した共振回路のＩ［正反射係数Ｆ、１ソバ、
（２）式乃至（８）式及び（１２）式から、 Ｙｏ：外部回路の特性アドミタンス として求めることが出来、（２）式から位相特性０は、 で求うられ、遅延時間特性で（ｘ）は、τ（り＝τｕ（
ｘ）＋τＶ（り Ｂｗｎ：Ｈモードにおける３ｄＢ減衰周波数帯域幅θ（
１：Ｈモードにおける遅延時間特性Ｂｗｖ：Ｖモードに
おける３ｄＢ減衰周波数帯域幅０υ ：■モードにおけ
る遅延時間特性で求めることが出来る。
第６図は、本発明複合形帯域阻止ろ波器をハイブリッド
回路と組合せて構成した定インピーダンスダイプレクサ
を示す平面概略図、第７図は、その側面概略図で、両図
において、７１及び７２は本発明複合形帯域阻止ろ波器
、８１及び８２ハイブリッド回路である。
回路と組合せて構成した定インピーダンスダイプレクサ
を示す平面概略図、第７図は、その側面概略図で、両図
において、７１及び７２は本発明複合形帯域阻止ろ波器
、８１及び８２ハイブリッド回路である。
第８図は、ハイブリッド回路８１及び８２の作動説ＩＩ
のための図で、端子Ｔｏに電圧ｉｏを印加した場合にお
ける端子Ｔ１乃至Ｔ３の出力電圧きｌ乃至Ｅ３と位相の
関係は、次式で表わされる。
のための図で、端子Ｔｏに電圧ｉｏを印加した場合にお
ける端子Ｔ１乃至Ｔ３の出力電圧きｌ乃至Ｅ３と位相の
関係は、次式で表わされる。
ｊｃｓｌｎＯ，：
Ｅｌ＝−＝＝＝ＩＥｏ ・・（１６）
１１−σｃｏｓＯｃ ＋ｊｓｉｎＯ＋゛Ｅ３＝０
・ ・ ・ ・ （１８）上
式において、 Ｃ：ハイブリッド回路の結合係数 Ｏｃ ：ハイブリッド回路の結合線路長であるが、Ｃ及
びＯＣは一般的に、 ｃ ＝ Ｉ／ ｆＴ θｃ＝９００ で、この一般条件を代入すると、（１６）式乃至（Ｉ８
）式は、次式で表わされる。
・ ・ ・ ・ （１８）上
式において、 Ｃ：ハイブリッド回路の結合係数 Ｏｃ ：ハイブリッド回路の結合線路長であるが、Ｃ及
びＯＣは一般的に、 ｃ ＝ Ｉ／ ｆＴ θｃ＝９００ で、この一般条件を代入すると、（１６）式乃至（Ｉ８
）式は、次式で表わされる。
ＥＩ＝ｊＣＥｃ・・・・（１９）
Ｅｚ＝ｆＹ：で ・・・・ （２０）と３
二〇 ・・・・ （２１）（１９
）式乃至（２１）式から［≦］マトリクスを式のとおり
である。
二〇 ・・・・ （２１）（１９
）式乃至（２１）式から［≦］マトリクスを式のとおり
である。
・ ・ ・ ・ （２２）
第９図は、第５図及び第８図を組合せて第６図及び第７
図に示した定インピーダンスダイプレクサの作動を説明
するための図で、端ＦＴ＋ｏに電圧ＥＯを印加した場合
、端子Ｔｌｌ及びＴＩ２の出力１ｆ圧、即ち、分岐点Ｂ
１及びＢ２に加えられる電圧Ｅ目及びＢ１２ は、 Ｅ１１＝＝ｊｃＥｏ・・・・（２４） ｉ：１２＝、ｌ’ｉ”で１゜ ・・・・
（２５）となり、分岐点Ｂ１及びＢ２に生ずる反射電圧
ＥＩ Ｉｒ及びＢ１２Ｆは、次式で表わされる。
図に示した定インピーダンスダイプレクサの作動を説明
するための図で、端ＦＴ＋ｏに電圧ＥＯを印加した場合
、端子Ｔｌｌ及びＴＩ２の出力１ｆ圧、即ち、分岐点Ｂ
１及びＢ２に加えられる電圧Ｅ目及びＢ１２ は、 Ｅ１１＝＝ｊｃＥｏ・・・・（２４） ｉ：１２＝、ｌ’ｉ”で１゜ ・・・・
（２５）となり、分岐点Ｂ１及びＢ２に生ずる反射電圧
ＥＩ Ｉｒ及びＢ１２Ｆは、次式で表わされる。
Ｅ＋＋ｒ＝ｊＣｒ＋＋ｖＥｏ ・・・・
（２Ｇ）Ｅｕｒ＝冥ｒＨｖＥｏ ・・・・（２
７）反射電圧鱈１「を端子Ｔ１１ に印加し、反射電圧
Ｅ１２「を端子ＴＩ２ に印加した場合における端子Ｔ
ＩＯ乃至Ｔ１３の各出力電圧を計算により求めると、次
式のとおりである。
（２Ｇ）Ｅｕｒ＝冥ｒＨｖＥｏ ・・・・（２
７）反射電圧鱈１「を端子Ｔ１１ に印加し、反射電圧
Ｅ１２「を端子ＴＩ２ に印加した場合における端子Ｔ
ＩＯ乃至Ｔ１３の各出力電圧を計算により求めると、次
式のとおりである。
・ ・ ・ ・ （２８）
Ｉ一式から明らかなように、分岐点８１及びＢ２におい
て生じた反射°電圧は、全て端子Ｔ１３ に出力される
。
て生じた反射°電圧は、全て端子Ｔ１３ に出力される
。
端子ＴＩＯに印加された電圧Ｅｏはハイブリッド回路８
１で分配出力され、本発明複合形帯域阻止ろ波器回路７
１及び７２を介してハイブリッド回路８２の端イＴ２ｏ
及び＋２３ に加えられる。
１で分配出力され、本発明複合形帯域阻止ろ波器回路７
１及び７２を介してハイブリッド回路８２の端イＴ２ｏ
及び＋２３ に加えられる。
端子７２０及び＋２３ に印加される電圧Ｅ２０及びＩ
Ｊ３は次式で表わされる。
Ｊ３は次式で表わされる。
Ｅ２ｏ＝ｊＣ（１−Ｉｒｎｖ１２）Ｅｏ −・（２
９）Ｅ、＋３ ＝７Ｔ七（１−ｌｒ１＋ｖ１２）’Ｅｏ
・−・−（３０）（２９）式及び（３０）式を用い
て第９図における端子Ｔ？？の出力電圧を計算により求
めると、次式のとおりである。
９）Ｅ、＋３ ＝７Ｔ七（１−ｌｒ１＋ｖ１２）’Ｅｏ
・−・−（３０）（２９）式及び（３０）式を用い
て第９図における端子Ｔ？？の出力電圧を計算により求
めると、次式のとおりである。
ｃ ＝ １ｔ５÷あるから、
・ ・ ・ ・ （３１）
（３１）式から、端子ＴＩＯと７２２の間の電力伝送特
性ＬＩＯ−／２は・ Ｌ＋ｏ−；＋２＝ （１−ｌ ｒｕｖ１２） ・・・
・（３２）となり、結果的に本発明複合形帯域阻止る波
器の伝送４．＋Ｆ性と一致する。
性ＬＩＯ−／２は・ Ｌ＋ｏ−；＋２＝ （１−ｌ ｒｕｖ１２） ・・・
・（３２）となり、結果的に本発明複合形帯域阻止る波
器の伝送４．＋Ｆ性と一致する。
又、ハイブリッド回路８２の端子Ｔ２１ に電圧Ｅｉ２
１を印加した場合、ハイブリッド回路８２で分配出力さ
れ、本発明複合形帯域阻止ろ波器７１及び７２における
電圧反射係数ｊ” ｕｖにより反射して端子Ｔ２０及び
Ｔ２３に出力される反射電圧Ｅ２０ｒ及びＥ２３ｒは、
次式で表わされる。
１を印加した場合、ハイブリッド回路８２で分配出力さ
れ、本発明複合形帯域阻止ろ波器７１及び７２における
電圧反射係数ｊ” ｕｖにより反射して端子Ｔ２０及び
Ｔ２３に出力される反射電圧Ｅ２０ｒ及びＥ２３ｒは、
次式で表わされる。
Ｅ２０「＝ｊＣｒＨＶＥ１２１・・・・（３３）Ｅ２３
ｒ＝ Ｆ￥３ ｒ＋＋ｖＥｔ２＋ ・・・・
（３４）上式から、端子Ｔｅｌ の入力電圧と端子Ｔ２
２の出力電圧の関係は、 ・ ・ ・ ・ （３５） となる。
ｒ＝ Ｆ￥３ ｒ＋＋ｖＥｔ２＋ ・・・・
（３４）上式から、端子Ｔｅｌ の入力電圧と端子Ｔ２
２の出力電圧の関係は、 ・ ・ ・ ・ （３５） となる。
端子Ｔ２！ に電圧鹸１２１を加えた場合、本発明複合
形帯域阻止ろ波器７１及び７２で反射されて端子Ｔ２ｚ
に出力される電圧ＥＯ２２ｆは、Ｅｏ２２ｒ＝ｊ ｔ
ｎｖＥｔ２＋ −・・・（３６）となる。
形帯域阻止ろ波器７１及び７２で反射されて端子Ｔ２ｚ
に出力される電圧ＥＯ２２ｆは、Ｅｏ２２ｒ＝ｊ ｔ
ｎｖＥｔ２＋ −・・・（３６）となる。
したがって、端子ＴＩＧ に電圧ｌ：０を加えると共に
、端子Ｔ２１ に電圧Ｅｔｚ＋を加えた場合における端
子Ｔ２２（７）出力電圧ＥＯ？２ は、Ｅｏ２２＝ｊ
（１−ｌ ｒｕｖ１２）”Ｅｏ ＋ｊ ｒ＋＋ｖＥ
＋２＋・ ・ ・ ・ （３７） となる。
、端子Ｔ２１ に電圧Ｅｔｚ＋を加えた場合における端
子Ｔ２２（７）出力電圧ＥＯ？２ は、Ｅｏ２２＝ｊ
（１−ｌ ｒｕｖ１２）”Ｅｏ ＋ｊ ｒ＋＋ｖＥ
＋２＋・ ・ ・ ・ （３７） となる。
第６図乃至第９図について説明した定インピーダンスダ
イプレクサをテレビジョン放送における映像（１号波と
音声信号波の合成に用いた場合について説明すると、ハ
イブリッド回路８１の端子ＴＩＯに映像信号波ｆｖ、カ
ラー信号波ｆＳ及びカラービー） ２ｆｖ ｆｓを加
え、ハイブリッド回路８２の端子Ｔ？ｌ に音声信号波
ｆ＾を加えると共に、複合形帯域阻止ろ波器７１及び７
２を２ｒｖ−ｒ＾に共振せしめると、端子７７２から信
号波ｆｖ、「Ｓ及びｆＡが合成されて出力される。
イプレクサをテレビジョン放送における映像（１号波と
音声信号波の合成に用いた場合について説明すると、ハ
イブリッド回路８１の端子ＴＩＯに映像信号波ｆｖ、カ
ラー信号波ｆＳ及びカラービー） ２ｆｖ ｆｓを加
え、ハイブリッド回路８２の端子Ｔ？ｌ に音声信号波
ｆ＾を加えると共に、複合形帯域阻止ろ波器７１及び７
２を２ｒｖ−ｒ＾に共振せしめると、端子７７２から信
号波ｆｖ、「Ｓ及びｆＡが合成されて出力される。
又、端子ＴＩＱに加えられたスプリアス２ｆＶ−ｆｓは
端子Ｔ１３に出力されるから、端子ＴＩ３ に無反射終
端器を接続することにより、端イＴ２．・の出力に２ｆ
Ｖ −ｆｓが含まれることはない。
端子Ｔ１３に出力されるから、端子ＴＩ３ に無反射終
端器を接続することにより、端イＴ２．・の出力に２ｆ
Ｖ −ｆｓが含まれることはない。
発明の効果
本発明複合形帯域阻止ろ波器は円形導波管共振器に共存
共振するＨモード及び■モード間に干渉を生ずることな
く、構成も簡潔小形で、又、円形導波管共振器より成る
ため負荷Ｑが高く、したがって、本発明複合形帯域阻止
ろ波器を用いて定インピーダンスダイプレクサを形成せ
しめた場合には、全体の構成が簡潔小形で、挿入損を小
ならしめることが出来る。
共振するＨモード及び■モード間に干渉を生ずることな
く、構成も簡潔小形で、又、円形導波管共振器より成る
ため負荷Ｑが高く、したがって、本発明複合形帯域阻止
ろ波器を用いて定インピーダンスダイプレクサを形成せ
しめた場合には、全体の構成が簡潔小形で、挿入損を小
ならしめることが出来る。
第１図乃至第４図は、未発１３１１の実施例を示す図、
第５図は、その等価回路図、第６図、第７図及び第９図
は、本発明ろ波器を用いたダイプレクサを示す図、第８
図は、ハイブリ−２ド回路の作動説明のための図、第１
０図は、従来の共振器を用いたダイプレクサを示す図、
第１１図乃至第１３図は、その等価回路図で、ｌ：円形
導波管共振器本体、２：結合ループ、３：同軸端子、４
１１ ： Ｈモードの共振周波数微調整螺子、５ν：Ｖ
モードの共振周波ａ微調整螺子、６Ｍ：モード修正用調
整螺子、７１及び７２：本発明複合形帯域阻止ろ波器、
８１及び８２：ハイブリッド回路、９１．９２．１０１
及び１０２：共振器である。
第５図は、その等価回路図、第６図、第７図及び第９図
は、本発明ろ波器を用いたダイプレクサを示す図、第８
図は、ハイブリ−２ド回路の作動説明のための図、第１
０図は、従来の共振器を用いたダイプレクサを示す図、
第１１図乃至第１３図は、その等価回路図で、ｌ：円形
導波管共振器本体、２：結合ループ、３：同軸端子、４
１１ ： Ｈモードの共振周波数微調整螺子、５ν：Ｖ
モードの共振周波ａ微調整螺子、６Ｍ：モード修正用調
整螺子、７１及び７２：本発明複合形帯域阻止ろ波器、
８１及び８２：ハイブリッド回路、９１．９２．１０１
及び１０２：共振器である。
Claims (5)
- （１）円形導波管共振器本体に、互いに周波数の異なる
Ｈモード及びＶモードの各電界ベクトルに対してそれぞ
れ４５°の角度差を以て結合ループを設け、この結合ル
ープの端末から外部回路への結合点までの長さを電気長
で電波長の奇数倍に形成し、Ｖモードの電界ベクトルを
基準として±４５°の角度差を以てモード修正用調整螺
子を設けたことを特徴とする複合形帯域阻止ろ波器。 - （２）結合ループが、円形導波管共振器本体の端壁に設
けられて成る特許請求の範囲第１項記載の複合形帯域阻
止ろ波器。 - （３）結合ループが、円形導波管共振器本体の側壁に設
けられて成る特許請求の範囲第１項記載の複合形帯域阻
止ろ波器。 - （４）結合ループが、ループ面を回転可能に形成されて
成る特許請求の範囲第１項乃至第３項の何れかに記載の
複合形帯域阻止ろ波器。 - （５）Ｈモード及びＶモードの各共振周波数微調整螺子
を設けた特許請求の範囲第１項記載の複合形帯域阻止ろ
波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18170686A JPS6337701A (ja) | 1986-07-31 | 1986-07-31 | 複合形帯域阻止ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18170686A JPS6337701A (ja) | 1986-07-31 | 1986-07-31 | 複合形帯域阻止ろ波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6337701A true JPS6337701A (ja) | 1988-02-18 |
Family
ID=16105432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18170686A Pending JPS6337701A (ja) | 1986-07-31 | 1986-07-31 | 複合形帯域阻止ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6337701A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0497603A (ja) * | 1990-08-14 | 1992-03-30 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | 誘電体共振器 |
| JPH0445727U (ja) * | 1990-08-23 | 1992-04-17 | ||
| JPH04167607A (ja) * | 1990-10-27 | 1992-06-15 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | 帯域通過ろ波器 |
| JPH05226906A (ja) * | 1992-02-12 | 1993-09-03 | Yagi Antenna Co Ltd | 導波管結合構造 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038883A (ja) * | 1983-08-12 | 1985-02-28 | Hitachi Ltd | ショットキゲ−ト型ｆｅｔの製造方法 |
| JPS6178201A (ja) * | 1984-09-25 | 1986-04-21 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | ノツチフイルタ |
-
1986
- 1986-07-31 JP JP18170686A patent/JPS6337701A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038883A (ja) * | 1983-08-12 | 1985-02-28 | Hitachi Ltd | ショットキゲ−ト型ｆｅｔの製造方法 |
| JPS6178201A (ja) * | 1984-09-25 | 1986-04-21 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | ノツチフイルタ |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0497603A (ja) * | 1990-08-14 | 1992-03-30 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | 誘電体共振器 |
| JPH0445727U (ja) * | 1990-08-23 | 1992-04-17 | ||
| JPH04167607A (ja) * | 1990-10-27 | 1992-06-15 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | 帯域通過ろ波器 |
| JPH05226906A (ja) * | 1992-02-12 | 1993-09-03 | Yagi Antenna Co Ltd | 導波管結合構造 |
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