JPS6337778A

JPS6337778A - 切換モ−ド変調器回路を有する偏向回路

Info

Publication number: JPS6337778A
Application number: JP61179775A
Authority: JP
Inventors: ドナルド　ヘンリイ　ウイリス
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1985-07-30
Filing date: 1986-07-29
Publication date: 1988-02-18
Anticipated expiration: 2012-08-13
Also published as: FI82342B; KR940001825B1; DE3686922T2; US4625154A; DE3686922D1; HK1000196A1; FI82342C; EP0211569A3; EP0211569B1; FI863028A0; KR870001723A; FI863028A7; EP0211569A2; JP2641195B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は切換モード変調器回路を有する偏向回路に関
するものである。

〔発明の背景〕

能動左右ピンクッション補正回路は周知であって、これ
は線走査電流の振幅を垂直周波数でパフボラ状に変化さ
せて左右ピンクッション歪の補正を行なう回路である。

ダイオード変調器型左右ピンクッション補正回路の一形
式にあっては、変調器キャパシタの両端間に変調電圧が
発生し、これが変調器インダクタに印加されて全トレー
ス期間中変調器インダクタ中に線繰返し周波数の鋸歯状
電流を発生させる。左右ピンクッション補正を行なうた
めに、変調器キャパシタに分路結合されたトランジスタ
がＡ級動作をして変調器キャパシタを垂直周波数でパラ
ボラ状に放電させる。ダイオード変調器のその様な形の
ものには幾つかの欠点がある。変調用トランジスタはＡ
級で動乍するので、このトランジスタは相当の電力を消
費する。

更に、変調電圧を発生させるのに可成り高価なキャパシ
タを使用せねばならない。

別の形式のダイオード変調器では、変調器インダクタに
結合された比較的大きな入力チョークに線周波数の切換
モード変調器電圧が印加される。

チョーク電流がダイオード変調器回路に注入されて線走
査電流の振幅を制御する。この切換モード変調器電圧は
垂直周波数でパフボラ状に変化させられて、ダイオード
変点器回路に注入される電流の振幅を変調して線走査電
流に左右ピンクッション補正を施す。この様な形式のダ
イオード変調器にも幾つかの欠点がある。変調器インダ
クタの他に比較的大きな入力チョークが使用される。更
に成る形のチョーク給電式ダイオード変調器では変調器
キャパシタも使用される。

〔発明の概要〕

この発明の一つの特徴として、切換モード変調器回路は
、入力チョークも変１．・１１話キャパシタを必要とせ
ずに、線走査電流を変調する。また、変調器回路をＡ級
動作でなく切換モードで動作させるので、抵抗損も比較
的小さく維持される。

切換モード変調器回路は線偏向巻線とトレース・キャパ
シタンスを持っている。トレース・スイッチは線周波数
で動作させられてトレース電圧を偏向巻線に印加し、こ
の線偏向巻線中に線走査電流を発生させる。偏向リトレ
ース・キャパシタンスは、リトレース期間中この偏向巻
線と偏向リトレース共振回路を形成して偏向リトレース
・パルス電圧を発生させる。変調器インダクタンスはト
レース・スイッチと偏向巻線とに結合されている。

変調器インダクタンスには変調器リトレース・キャパシ
タンスが結合されて、リトレース期間中、変調器ＩＪ　
）レース共振回路を形成する。変調器スイッチは、電圧
源と変調器インダクタンスとに結合されて、線周波数信
号と変調器；判御信号とに応動して、線トレース期間内
に変調器制御信号に従って変化する可制仰時点に導通状
態を切換えて、線走査電流を変調する。

〔詳細な説明と実施例〕

第１図にはこの発明による左右ピンクッション補正線偏
向回路１０が示されており、その回路中、調整された直
流耐電源電圧が水平フライバック変圧器Ｔ１の１次巻線
Ｗ１に端子２１から印加される。この１次巻線Ｗｌのも
う一方の端子２２は、直列結合されたダンパ・ダイオー
ドＤ１とＤ２と並列に結合された水平出力トランジスタ
Ｑ１より成る線トレース・スイッチＳＨに結合されてい
る。ダンパ・ダイオードＤ１に対しては、水平偏向巻線
ＬＨと８字成形キャパシタすなわちトレース・キャパシ
タＣｔの直列結合回路および偏向リトレース・キャパシ
掲ＣＲＨが並列結合されている。

この発明を実施した切換モード左右ピンクッション補正
回路６０は、水平偏向巻線顯とトレース・スイッチＳＨ
とに結合されて、線走査電流ＬＨに左右ピンクッション
補正を与える。左右ピンクッション補正回路６０は、ダ
ンパ・ダイオードＤ１とＤ２の相互接続点に端子２４で
、および変調器スイ・ソチＳｍに端子２３で結合された
変調器インダクタＬｍを持っている。変調器リトレース
・キャパシタＣＲｍはダンパ・ダイオードＤ２に並列接
続されている。

変調器スイッチＳｍは、一端をＤＣ供給電圧十■。

電源に結合し油力の端子２３を変調器インダクタＬｍに
結合されたトランジスタ・スイッチＱ２を有している。

このトランジスタ・スイッチＱ２には、トランジスタ嗅
と逆方向に電流を流す極性にダイオード・スイッチＤ３
が並列接続されている。切換モード制御回路３０はトラ
ンジスタＱ２のペースに結合されていて、スイッチ出力
端子２３に線周波数の切換モード変調器電圧Ｖｍを発生
させ、この電圧は変調器インダクタ塩に直接に印加され
る。変調器電圧Ｖｍは変調器インダクター中の変調器電
流１ｍを制御する。

動作時には、水平発振器および駆動回路２０によッテ水
平出力トランジスタＱ１が線周波数でスイッチされて、
水平偏向巻線ＬＨ中に線走査電流ＩＨを発生させる。第
２図の波形のｔ。〜も、の線トレース期間中、水平トレ
ース・スイッチＳＨは導通状態で水平偏向巻線用の両端
間に、トレース・キャパシタＣｔによって生じたトレー
ス電圧Ｖｔを印加する。第２図すに実線で示された上向
きランプの線走査電流ｉＨがこの線トレース期間中に発
生する。

トレースの中心である時点ｔ１よシ前の、線トレース期
間の第１の半部期間中、線走査電流ＬＨは負でダンパ・
ダイオードＤＩ中を流れる。トレースのこの第１の半部
ではフライバック変圧器の１次巻線Ｗｌ中の電流ｉ１も
負である。従ってダンパ・ダイオードＤ２は導通で、大
地からダンパ・ダイオードＤ１およびＤ２を介して耐電
源端子２１に至る電流１．の通路を形成する。時点ｔ１
より後の、線トレース期間の第２の半部期間中、線走査
電流は正で、電流は端子２２から水平出力トランジスタ
リヘ流出し、導通しているダンパ・ダイオードＤ２を介
して端子２４へ戻る。従って、完全なトレース期間ｔ。

−ｔ４の期間中、端子２２と２４は、ダンパ・ダイオー
ドＤ２とＤｌ、またはダンパ・ダイオードＤ２と水平出
力トランジスタＱユの同時導通のために、実質的に大地
電位にある。

切換モード左右ピンクッション回路６０では、変調器ス
イッチＳｍのトランジスタＱ２が、第２図りに実線で示
されたスイッチング電圧ｖｂ２によって線周波数で動作
する。電圧ｖｂ２は制御回路３０によって発生されて抵
抗２５を介してトランジスタ物のベースに印加される。

たとえば第２図りの時点ｔ２のような、線トレース期間
内の制御された可変時点に、切換モード制御電圧ｖｂ２
は低くなりトランジスタ物をターンオンする。第２図ｄ
の実線の変調器電圧ｖｍで示されるよう罠、電源電圧＋
ｖｏが端子２３カラ変調ａＮインダクターに印加される
。トレース期間中端子２４は大地電位にあるので、期間
ｔ２〜ｔ４中に変調器インダクタＬｍの両端間に発生し
た電圧は電源電圧Ｖ。と同じ大きさである。時間ｔ２〜
ｔ４に変調器インダクタＬｒｎ中には、第２図ｅに実線
で示す上向きランプの鋸歯状変調器電流−が生じて、ト
レース期間の終りｔ４にピーク値工□に達する。このビ
ークｔＸ堀は変調器トランジスタ・スイッチりのトレー
ス期間内のターンオン時点によって決まる。たとえばこ
のターンオン時点が遅くなると、水平トレース期間の終
りにおける変調２！３電流１ｍはピーク値の低い電流と
なる。

水平トレース期間の終り近くに、水平発振器および駆動
回路２０は水平出力トランジスタＱ１のベースに逆バイ
アス電圧を印加して、水平リトレース期間も４〜ｔ６の
開始点である第２図の時点ｔ４の近くでトランジスタＱ
１の導通を止める。水平リトレースの間、線偏向電流１
Ｈと変調器電流箱がそれぞれ偏向リトレース・キャパシ
タＣＲＨと変調器リトレース・キャバ７りＣＲＭとに流
れて、ダン／（・ダイオードＤｌとＤ２を逆パイアメす
る。

水平リトレースの期間中、水平偏向巻線ｑ（と偏向リド
レース・キャパシタＣＲＨは偏向リトレース共振回路４
０を形成する。また、この期間中、変、凋器スイッチＳ
ｍは都合よく導通状態を維持して変調器インダクタＬｍ
と変調器リトレース・キャノく７りＣＲｍが変調器リド
レース共振回路５０を形成できるようにする。

変調器リトレース回路５０の共振周波数は偏向り）Ｖ−
ス回路４０の水平Ｕ　）　Ｖ−ス周波数とは望同じ周波
数にうまく選ばれている。従って、水ｊド１ｉ′２向電
流１Ｈと変調）！３電流堀は双方とも、第２図りとｅに
実線で示されるように、期間ｔ４〜ｔ６とはソ同−期間
中にそれらの各リトレース共振回路中で共振々動の２分
の１サイクルを経験する。

電流１Ｈと１ｍの共振々動のこの２分の１サイクＩレバ
、各リトレース・キャパシタＣＲＨとＣＲｍ中に第２図
Ｃとｆに実線で示されるようにそれぞれリトレース・パ
ルス電圧ｖＲＨとｖＲｍを発生させる。リトレース・パ
ルス電圧ＶＲＨとｖＲｍのピーク振幅ｖＰＨとｖＰｍは
それぞれ電流ＩＨと堀が反転するリドリースの中心時点
も、の近くで生ずる。

ＩＪ　トレースの中心時間１ｓの後、変調器電流１ｍは
負でその時導通している変調器スイッチＳｍのダイオー
ドＤ３を介して＋ｖ０電源に戻され、リトレースの終り
に事実上−工□である負のピーク値に到達する。またリ
トレースの終り、時点ｔ、付近で、リトレース、キャパ
シタＣＲＨとＣＲｍは充分に放電してしまって、ダンパ
・ダイオードＤｌとＤ２が導通になり得るようにし、次
の水平トレース期間の初めが開始される。

第２図ｅの時点ｔ６に近い水平トレースの始点でダンパ
・ダイオードＤ２が負の変調器電流−を導通させはじめ
ると、端子２４は再び接地状態になる。

負の変調器電流１ｍが変調器スイッチ輻のダンパ・ダイ
オードＤ２とＤ３を通じて大地から＋１．ｊｏ７＄ｌ源
へ流れる。次の水平トレース期間の始点である時点ｔ６
の後、第２図ｄの切換モード修正電圧ｖｍが変調器イン
ダクタＬｍの両端間に発生する。時点ｔ６の後、変調器
電流箱は上向きランプの負の鋸歯状電流になる。また時
点ｔ６の近くでは、切換モード制御回路３０が第２図り
のスイッチング電圧ｖｂ２の上側レベルヲ発生させ、ス
イッチＳｍのトランジスタＱ２ヲ遮断状態にする。こう
して、第２図ｅの時点ｔ８で変調器スイッチＳｍが０に
達すると、ダイオードＤ３の逆バイアス作用とトランジ
スタりの遮断状態のために変調器スイッチＳｍは開路状
態となる。

時点ｔ８からトランジスタＱ２が再びオン状態になって
変調器電圧−を具合よく変調器インダクタしｍに直接印
加する時点ｔｊ　ｒ　ｏまで、変調器インダクター中Ｖ
Ｕｆｌｌ流は流れない。℃８〜ｔｔＧのこの期間中、変
調器スイッチＳｍは、変調２ｇ電流１ｍのために電圧源
＋ｖｏと変調器インダクタＬｒｎ０間にトレース・スイ
ッチＳＨが形成した電流路を遮断する。この期間中、端
子２３と２４の間の変調器インダクタ瑞上に生ずる電位
は０で、この両端子はトレース・スイッチＳＨの導通に
よって実質的に大地電位に保たれている。

時、侭ｔ。に近いＵ）レースの終りに切換モード制御回
路３０はトランジスタＱ２をターンオフさせるが、変調
器電流箱が負のときターンオフの瞬間が生ずるとされば
、正確なターンオフ時点は重要なものではない。従って
、制御回路３０は、リトレースの中央の時点ｔ５よシ後
で負の変調器電流箱の大きさが０に減少する時点ｔ８よ
り前の如何なる時点でも、トランジスタＱ、２ヲターン
オフできる。

切換モード左右ピンクッション補正回路６０ば、変調器
電圧Ｖｍのデユーティサイクルを変調することによって
線走査電流１Ｈの振幅を変調する。第２図ｄの変調器電
圧■□のＤＣ成分■ｍｏは変調器電圧■のデユーティサ
イクルによって制御されると共にそのデユーティサイク
ルに関係している。変調器インダクタ堀、水平偏向巻線
ＬＨおよびフライバック変圧器１次巻線Ｗ１はＤＣ短絡
回路通路と等価である。従って、端子２４の電圧のＤＣ
値は端子２３のＤＣ値Ｖｍｏに等しく、また端子２２と
トレース・キャパシタＣｔの上側端子におけるＤＣ値は
端子２１のＢ＋電圧に等しい。

キャパシタＣｔの両端間に生ぞる平均トレース電圧ｖ℃
は、線走査電流ＩＨのピーク振幅工ＰＨを決定するもの
で、耐電圧と平均変調器電圧ｖｍｏの差に等しい。平均
変調器電圧■ｍｏを減少させると平均トレース電圧およ
び線走査電流の振幅が増大する。

平均変調器電圧■□。を増加させると平均トレース電圧
と線走査電流の振幅が・減少する。

第２図ｂ−ｆおよびｈの破線波形は、中央部のラスタ線
を走査する時のような、振幅の増大された線偏向電流Ｉ
Ｈを発生させる形で左右ピンクッション補正回路６０の
動作を示すものである。制御回路３０は、第２図りに破
線で示すように水平トレース期間内で遅れた時点ｔ３で
スイッチング制御電圧Ｖｂ２の低いレベルを発生し始め
る。

第２図ｅの破線で示された変調器電流箱は、上記の遅れ
た時点ｔ３でＯ電流レベルから上向きランプ状に増大し
始める。従って時点ｔ４でリトレースが始まると、変調
器電流箱は成るピーク電流レベルＸｍ’に到達する。こ
のレペルエ□′は対応する実線波形のピークレペルエ□
よりも振幅値が小さい。

この変調器電流ｉ□のピーク振幅が小さいので、水平リ
トレース期間も４〜ｔ６に生ずる第２図ｆに破線で示す
変調器リトレース・パルス電圧ｖＲｍのピーク値Ｖ’ｐ
ｍは対応する実線波形よりも低い。

次の水平トレース期間の初めに、変調器電流箱は、対応
する実線波形におけるよりも小さなピーク値である負の
レベルーエ□′から上向きランプ状に増し始める。変調
器電流箱は水平トレース期間内のより早い時点ｔ７でＯ
電流レベルに達する。時点ｔ７には、変調器スイッチＳ
ｍのダイオードＤ３は逆バイアスされ。変調器スイッチ
を開路し第２図・ユに破線で示すように変調器電圧■□
の低レベルが始まる。

水平トレース期間内の遅い時点ｔ３に変調３Ｅ、スイッ
チＳｍがターンオンすることによって、成る短い期間ｔ
３〜ｔ７に変調器電圧Ｖｒｎの上側の正レベルが発生し
、第２図ｄの低い平均変調器電圧”　ｍｏになる。この
低い平均変調器電圧Ｖ／ｒｎｏはトレース・キャパシタ
Ｃｔの両端間に高い平均トレース電圧■ｔを生成する。

この高い平均トレース電圧は、第２図すに破線で示した
様な、大きさが工’ｐＨの高い振幅の線走査電流を生成
する。この高振幅線走査電流は、水平リトレース期間中
、第２図Ｃに破線で示されるピーク値”ＰＨを有する高
振幅ＩＪ　）レース・パルス電圧■ＰＨを発生させる。

フライバック変圧器の１次巻線Ｗ１に印加されるリトレ
ース・パルス電圧ＶＲは第２図ａに示されている。フラ
イバック変圧器のりトレース・パルス電圧ＶＲは偏向リ
トレース・パルス電圧ｖＨＨト変調器リトレース・パル
ス電圧■ＲＭとの和に等しい。

この和は、個々のパルス成分が左右ピンクッション補正
回路６０によって変化させられても不変に保たれる。こ
の和が不変に保たれる理由は両パルス成分が逆関係にす
なわち相捕的に変化するからである。従って、線走査電
流ＩＨを変調してもフライバック変圧器のりトレース・
パルス電圧ｖＲの振幅には影響を与えず、その振幅は一
定に保たれ、端子２１に生ずるＢ＋電源電圧によって決
定される。リトレース・パルス電圧ｖＲは、フライバッ
ク変圧器Ｔｌの高圧巻線Ｗ２に結合されている高圧回路
４３の端子Ｕにアルタ加速電位を発生する為に使用され
る。

リトレース・パルス電圧ＶＲは、また、テレビジョン受
像機中の池の負荷回路を付勢するのにも使用される。こ
の様な負荷回路は、第１図中に７フイバツク変圧器Ｔｌ
の巻線Ｗ３に結合されたブロック４４で略示されている
。

制御回路３０は、次の様にして切換モード制御電圧ｖｂ
２を発生する。フライバック変圧器１１０巻線Ｗ４によ
って発生された正の水平フライバック・パルス４１は、
キャパシタ３６と抵抗３７および３８から成る微分回路
によって微分される。微分されたフライバック・パルス
はＰＮＰ　）フンジスタＱ、３Ｏベースに印加される。

水平フライバック・パルス４１の後縁は第２図の時点ｔ
２の近くで負のスパイクすなわちパルスを発生させ、こ
れがトランジスタＱ３をターンオンしてランプ発生回路
４５のキャパシタ３５を電圧■１に充電する。これは第
２図ｇにキャパシタ３５の両端間に生ずる電圧”ＨＳで
示されている。

この短持続時間の負向きのスパイクは時点し。の付近で
急速に減少して、トランジスタＱ３をそのターンオンの
僅か後にターンオフする。従って時点ｔ６の近くでキャ
パシタ３５はランプ発生回路４５の抵抗３４を通して放
電し始める。従って、第２図ｇの電圧ｖＨ８はランプ電
圧で、後続する水平フライバック・パルス４１がランプ
をリセットする時点ｔ６までに低電圧レベルｖ２に低下
する。

水平ランプ電圧ｖＨ３は、エミッタホロワ・トランジス
タＱ４、エミッタ抵抗３３の可動アーム、ＤＣ阻止キャ
パシタ３１および加算抵抗３２を介して、制御トランジ
スタＱ５のベースにＡＣ結合される。水平ランプ電圧Ｖ
Ｈ８は、適当な方法で取出されて抵抗２８とＤＣ阻止キ
ャパシタ２９を介してトランジスタリのベースにＡＣ結
合される垂直周波数のバフポラ電圧４２と、トランジス
タＱ５のベースで加工合わされる。トランジスタＱ５の
ベースに対スルＤＣ／＜４アスハ、水平寸法調整ポテン
シオ、１１−１２６ト抵抗２７を介してトランジスタＱ
５のベースに結合されている＋ｖ０電源から供給される
。

制御トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗３９を通して
＋ｖｏ電源に結合されておシ、また反転用トランジスタ
Ｑ６のベースに直接結合されている。反転用トランジス
タＱ６のコレクタは、抵抗４７を介し＋　Ｖｏ電源に結
合されると共に抵抗２５を通して変調器スイッチ・トラ
ンジスタＱのベースにモ結合されている。切換モード制
御電圧ｖｂ２はこの反転用トランジスタＱａのコレクタ
に発生する。

動作は、ｔ０時点に水平ランプ電圧ＶＨＳは上側の電圧
レベルＶにリセットされ、その正方向の端縁が制御トラ
ンジスタＱ５のベースに結合されてこれをターンオンし
一方トランジスタＱ６をターンオフする。これにより第
２図りの切換モード制御電圧■ｂ２の上側の電圧レベル
が発生し、変調器スイッチ、トランジスタＱ、２を逆バ
イアス状ＢＫする。

水平トレース期間内の調整可能なある時点に、ＡＣ結合
されたランプ電圧ｖＨ８は、制御トランジスタＱ５を遮
断し得るレベルまで低下して、切換モード制御電圧ｖｂ
２の低レベルが発生されるようにする。変調器スイッチ
・トランジスタＱ２はこれによりターンオンし、＋ｖｏ
電圧を直接変調器インダクタＬｍに印加する。

水平トレース中にトランジスタＱ、５がターンオフされ
る時点はその水平偏向サイクル期間中に垂直バフポラ電
圧４２がとるレベルによって決定される。

垂直バフポラ電圧４２は、垂直ラスク走査の中心付近で
、水平ランプ電圧ＶＨＳが第２図ｇの電圧レベルｖｂに
低下した比較的遅れた時点ｔ３にトランジスタＱ５をタ
ーンオフさせることができるように、制御トランジスタ
Ｑ５にバイアスを与える成るレベルに達する。これによ
り左右ピンクッション補正回路６０は比較的大損幅の線
走査電流ｉ１（を生成する。

垂直フスタ走査の頂部と底部の付近では、垂直バフボラ
電圧４２は比較的低電圧レベルにあって、水平ランプ電
圧Ｖ　ＨＳが、比較的早い時点ｔ２で制御トランジスタ
りがターンオフするｌｉｌに、成る電圧しベルＶに低下
できるようになる。それにより左右ａピンクッション補正回路６０は比較的小振幅の線走査電
流を生成する。

垂直パラボラ電圧４２に加えて或いは電圧４２の代シに
、別の変調制御電圧をトランジスタ［有］のベースに結
合して線走査電流ＩＨの振幅を変調することもできる。

たとえば、アルタ端子Ｕに流れるビーム電流を表わす変
調制御電圧を使用してアルタ負荷（高圧負荷）の変動に
基くラスタ幅の変動を補正することができる。

前述のように、左右ピンクッション回路６０は、変調器
キャパシタを使用せずにうまく切換モードで動作して線
偏向電流ｉＨを変調する。切換モード変調器電圧■、は
変調器インダクタ塩に直接に供給される。変調器インダ
クタ塩は矩形波電圧■□を積分するように働くので、そ
の目的のために大きな値を持つ付加入力チョークを使用
する必要がない。

この発明のまた別の特徴として、変調器スイッチＳｍは
変調器インダクタ塩を線偏向スイッチＳＨから可制御的
に減結合して水平トレース期間中成る可変期間にわたっ
て電圧＋ｖ０を供給し、それによって変調器インダクタ
Ｌｍとトレース・スイッチＳＨ間を流れる循環電流の大
きさを低減する。

更に、変調器スイッチへは水平リトレースの全期間中導
通状態であるから、偏向リトレース共振回路４０と変調
器リトレース共振回路５０は、この水平リトレースの全
期間中具合良く変調器スイッチへによって平衡ブリッジ
形に互に結合される。このブリッジ形回路によって、偏
向リトレース・パルス電圧■ＲＨとフライバック変圧器
リトレース・パルス電圧ＶＲの不要なりトレース時間変
調が除去される。このブリッジ形回路は、また、トレー
ス中も変調器スイッチ輻が導通状態の間だけ形成される
。一方の分路は偏向巻線斯］とトレース・キャパシタＣ
ｔの直列結合回路であり、油力の分路は直列結合された
変調器インダクタ塩と＋■ｏ電圧電源である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した切換モード左右ピンクッシ
ョン補正回路の一例構成を示す図、第２図は第１図の回
路の動作時における各部の波形を示す図である。」Ｈ−線偏向巻線　Ｃｔ・・・トレース・キャパシタン
ス、Ｓ　・・・トレース・スイ７　ｆ　、ＣＲＨ・・・
偏回りトレース・キャパシタ、４０・・・偏向リトレー
ス共４辰回路、屋・・・変調器インダクタンス　ρ　　
・・・変調器リトレース・キャパシタンス、１　Ｊ只ｍ５０・・　変調器ＩＪ　）レース電流、４２・・・変調
器制御信号、■　・・・偏向リトレース・パルス電圧、
■　・・・供給電圧源、ＶＨＳ　　・・・線周波数信号
、○ ｉＨ・・・線走査電流。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）線偏向巻線と、線トレース電圧を発生するための
トレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線およびト
レース・キャパシタンスに結合され線周波数で動作して
線トレース期間中上配線偏向巻線にトレース電圧を印加
してこの線偏向巻線中に線偏向電流を生成するトレース
・スイッチと、上記線偏向巻線に結合され線リトレース
期間中偏向リトレース共振回路を形成して偏向リトレー
ス・パルス電圧を発生する偏向リトレース・キャパシタ
ンスと、上記トレース・スイッチおよび上記線偏向巻線
に結合された変調器インダクタンスと、上記変調器イン
ダクタンスに結合されて変調器リトレース共振回路を形
成し上記線リトレース期間中上記変調器インダクタンス
中に変調器リトレース電流を発生させる変調器リトレー
ス・キャパシタンスと、供給電圧源と、上記トレース・
スイッチと上記供給電圧源と上記変調器インダクタンス
とに結合され線周波数信号と変調器制御信号とに応動し
て上記線トレース期間内の上記変調器制御信号に従つて
変わる可制御時点に導通状態と非導通状態との間のスイ
ッチングを行ない、上記変調器インダクタンスに直接印
加されて上記線走査電流を上記変調器制御信号に応じて
変調する切換モード変調電圧を発生させる変調器スイッ
チとを具備し、上記変調器スイッチが上記線リトレース
期間中導通状態で変調器リトレース電流を通ずる電流路
を形成するように構成された、切換モード変調器回路を
有する偏向回路。
（２）線偏向巻線と、線トレース電圧を発生するための
トレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線と上記ト
レース・キャパシタンスとに結合され線周波数で動作し
て線トレース期間中上配線偏向巻線に上記トレース電圧
を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成するト
レース・スイッチング手段と、上記線偏向巻線に結合さ
れ線リトレース期間中偏向リトレース共振回路を形成し
て偏向リトレース・パルス電圧を発生する偏向リトレー
ス・キャパシタンスと、上記トレース・スイッチング手
段と線偏向巻線とに結合された変調器インダクタンスと
、上記変調器インダクタンスに結合されて上記線リトレ
ース期間中変調器リトレース共振回路を形成する変調器
リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源と、上記
トレース・スイッチング手段と上記供給電圧電源と上記
変調器インダクタンスとに結合され線およびフィールド
周波数の信号に応じて上記線トレース期間内の上記フィ
ールド周波数信号によつて変わる可変時点に上記供給電
圧を変調器インダクタンスに印加して左右ピンクッショ
ン補正された線走査電流を供給する変調器スイッチング
手段とを具備し、上記変調器スイッチング手段は、上記
供給電圧電源から流出し上記可変時点の零電流レベルか
ら出発して上記トレース期間の終りに上記フィールド周
波数信号に従つて変化するピーク値に達するような上向
きランプ変調器電流を上記変調器インダクタンス中に発
生させるようなものである、切換モード左右ピンクッシ
ョン補正回路を有する偏向回路。
（３）線偏向巻線と、線トレース電圧を発生するための
トレース・キヤパシタンスと、上記線偏向巻線と上記ト
レース・キャパシタンスとに結合され線周波数で動作し
て線トレース期間中上記線偏向巻線に上記トレース電圧
を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成するト
レース・スイッチング手段と、上記線偏向巻線に結合さ
れ線リトレース期間中偏向リトレース共振回路を形成し
て偏向リトレース・パルス電圧を発生する偏向リトレー
ス・キャパシタンスと、上記トレース・スイッチング手
段と上記線偏向巻線とに結合された変調器インダクタン
スと、上記変調器インダクタンスに結合されて上記線リ
トレース期間中変調器リトレース共振回路を形成する変
調器リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源と、
上記トレース・スイッチング手段と上記供給電圧電源と
上記変調器インダクタンスとに結合され線およびフイー
ルド周波数の信号に応動して上記線トレース期間内の上
記フィールド周波数信号に応じて変わる可制御時点に導
通状態と非導通状態との間のスイッチングを行ない左右
ピンクッション補正された線走査電流を生成する変調器
スイッチング手段とを具備し、上記変調器スイッチング
手段が、上記フィールド周波数信号に従つて上記線トレ
ース期間内の可変期間中上記変調器インダクタンスと上
記トレース・スイッチング手段との間の電流路を中断す
るものであるような、切換モード左右ピンクッション補
正回路を有する偏向回路。
（４）線偏向巻線と、線トレース電圧を発生するための
トレース・キャパシタンスと、上記線偏向巻線と上記ト
レース・キャパシタンスとに結合され線周波数で動作し
て線トレース期間中上記線偏向巻線に上記トレース電圧
を印加してこの線偏向巻線中に線走査電流を生成するト
レース・スイッチと、上記線偏向巻線に結合され線リト
レース期間中偏向リトレース共振回路を形成して偏向リ
トＶース・パルス電圧を発生する偏向リトレース・キャ
パシタンスと、上記トレース・スイッチと上記線偏向巻
線とに結合された変調器インダクタンスと、上記変調器
インダクタンスの第１端子に結合されて変調器リトレー
ス共振回路を形成し上記線リトレース期間中上記変調器
インダクタンス中に変調器リトレース電流を発生させる
変調器リトレース・キャパシタンスと、供給電圧電源と
、上記トレース・スイッチと上記供給電圧電源と上記変
調器インダクタンスとに結合され線周波数信号と変調器
制御信号とに応動して上記線トレース期間内の上記変調
器制御信号に応じて変わる可制御時点に導通状態と非導
通状態との間でスイッチし、上記変調器インダクタンス
の第２端子に直接印加されて上記線走査電流を上記変調
器制御信号に応じて変調する切換モード変調電圧を発生
する変調器スイッチとを具備し、上記変調器リトレース共振回路の呈するリトレース共振
周波数が、上記変調器リトレース・キャパシタンスの容
量値と上記変調器インダクタンスの上記第１第２端子間
のインダクタンス値に応じて上記偏向リトレース共振回
路のリトレース共振周波数に実質的に設定される、切換
モード変調器回路を有する偏向回路。
（５）線偏向巻線と、上記線偏向巻線に結合されてその
中に線走査電流を生成するトレース・スイッチと上記線
偏向巻線に結合されて線リトレース期間前偏向リトレー
ス共振回路を形成し偏向リトレース・パルス電圧を発生
する偏向リトレース・キャパシタンスと、ＤＣ供給電圧
電源と、このＤＣ供給電圧電源に結合された変調器スイ
ッチと、上記変調器スイッチと上記線偏向巻線とに直接
結合され上記変調器スイッチの第１スイッチング状態で
上記ＤＣ供給電圧を端子に発生する単一の変調インダク
タと、上記変調器スイッチに結合され線周波数信号と変
調器制御信号とに応動して上記線走査期間内の可制御時
点に上記変調器スイッチを第１と第２のスイッチング状
態の間でスイッチングし、上記変調器インダクタ中に変
調された双方向性電流を発生して同時に上記線走査電流
を変調する制御回路とを具備して成る切換モード変調器
回路を有する偏向回路。
（６）線偏向巻線と、上記線偏向巻線に結合されてその
中に線走査電流を生成するトレース・スイッチと、上記
線偏向巻線に結合され線リトレース期間中偏向リトレー
ス共振回路を形成して偏向リトレース・パルス電圧を発
生する偏向リトレース・キャパシタンスと、上記トレー
ス・スイッチと上記線偏向巻線とに結合された変調器イ
ンダクタンスと、上記変調器インダクタンスに結合され
て上記線リトレース期間中変調器リトレース共振回路を
形成する変調器リトレース・キャパシタンスと、ＤＣ供
給電圧電源と、上記ＤＣ供給電圧電源と上記変調器イン
ダクタンスとに結合され上記変調器スイッチを介して上
記ＤＣ供給電圧電源と上記変調器インダクタンスとの間
に双方向性電流を発生させる双方向導通性変調器スイッ
チとを具備して成り、上記変調器スイッチが、線周波数
信号と変調器制御信号とに応動して上記線走査期間内で
上記変調器制御信号に従つて変わる可制御時点に導通状
態と非導通状態の間でスイッチングして上記双方向性電
流を上記変調制御信号に従つて変調するものである、切
換モード変調器回路を有する偏向回路。