JPS6260876B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は偏向回路の左右糸巻歪補正に関す
る。

テレビ受像機では、その映像管内で電子ビーム
が水平垂直の偏向巻線に流れる鋸歯状偏向電流に
より発生される磁界によつて偏向され、この偏向
された電子ビームが映像管の螢光表示面上にラス
タパタンを走査する。このラスタパタンは補正な
しでは左右または側方糸巻歪等の種々の幾何学的
歪を表示する。

左右糸巻歪を補正するには、水平偏向巻線中の
水平偏向掃引電流のピーク・ピーク値を垂直周波
数で放物線状に変調すればよい。100゜や110゜の
ような大偏向角のものでは水平偏向巻線にダイオ
ード変調器のような変調回路を結合することによ
りこの放物線変調を行うことができる。

米国特許第3906305号明細書記載のような代表
的なダイオード変調器回路では、偏向巻線に偏向
掃引コンデンサが結合され、変調器コンデンサに
変調器誘導子が結合されている。この２つのコン
デンサはＢ＋動作電圧源からフライバツク変成器
の１次巻線を介して充電される。偏向巻線および
変調器誘導子に水平周波数の鋸歯状電流を発生す
るために偏向スイツチと変調器スイツチが設けら
れている。水平偏向巻線と変調器誘導子は水平帰
線中各帰線コンデンサと共振してその鋸歯状電流
の帰線を生じる。

変調器コンデンサに結合された変調器制御回路
はそのコンデンサの掃引電圧を垂直周波数で放物
線状に変え、このため掃引コンデンサの掃引電圧
が同様に変つて左右糸巻歪補正を行う。この変調
器回路は一般に変調器コンデンサを分路する主電
流導通路を持つトランジスタ段を含み、この変調
器コンデンサから分路される電流量を制御するこ
とにより、トランジスタ段が変調器電圧と掃引電
圧の双方を制御する。このトランジスタ段に放物
線状に変化する垂直周波数のバイアス信号を印加
すると、その分路電流が同様に変り、従つて変調
器電圧および掃引電圧が変化して所要の左右糸巻
歪の補正が得られる。

偏向巻線または掃引コンデンサの開路または断
線のような不良動作状態では、変調器コンデンサ
の両端間の電圧が正常動作条件で発生されるピー
ク変調器電圧より実質的に高いレベルまで上昇す
る傾向があり、この上昇した変調器コンデンサの
電圧が変調回路制御段に印加されて制御段のトラ
ンジスタその他の成分に過電圧負荷状態や損傷の
可能性を生み出す。

変調器のトランジスタ段のあるものは垂直周波
数の変調器コンデンサ電圧の放物線形状を維持す
るため変調器電圧の負帰還を持つエミツタホロワ
として構成されるが、このようなエミツタホロワ
回路は不良動作状態において変調器コンデンサか
ら無用に大量の電流を分路し、トランジスタ段に
異常な電力消費を生ずる傾向がある。その上負帰
還をしてもその変調器コンデンサ電圧は不良動作
状態でなお無用に上昇する傾向がある。

この発明の１特徴は、不良動作状態において変
調器回路の過大負荷を防ぐことで、変調器コンデ
ンサの両端間の電圧が所定レベルを超えたときそ
のコンデンサから電流を側路するため、その変調
器コンデンサおよび基準電圧源にクランプ回路が
結合されている。１特定実施例では、このクラン
プ回路が不良動作状態で変調器コンデンサ電圧を
ほぼ基準電圧レベルにクランプするダイオードを
含み、このようにして変調回路内のトランジスタ
段の過電圧負荷状態が減じられる。さらに変調器
回路のトランジスタ段よりダイオードクランプ回
路に過剰電流を流すことによつても、トランジス
タ段の過電流緊張もまた低減される。

この発明の推奨実施例による左右糸巻歪補正回
路は、便宜上後で詳述する第１図の回路において
使用している参照番号をつけて示せば、偏向巻線
３０と、この偏向巻線に結合されていて自己の端
子間に掃引電圧Ｖ_tを発生する掃引キヤパシタン
ス３１と、同じく偏向巻線３０に結合されていて
偏向帰線電流を発生する第１の帰線キヤパシタ２
９と、自己の端子間に変調器電圧Ｖ_nを発生する
変調器キヤパシタンス３５と、この変調器キヤパ
シタンス３５と上記の偏向巻線３０との間に結合
されている変調器インダクタンス３４と、変調器
インダクタンス３４に結合されていてその中に帰
線電流を発生する第２の帰線キヤパシタンス３３
とを持つている。更に、スイツチ２７，３２があ
つて、上記掃引キヤパシタンス３１の端子間に生
じた掃引電圧を上記偏向巻線３０に印加して偏向
掃引電流を流し、また変調器電圧を上記変調器イ
ンダクタンス３４に印加してそこに鋸歯状の変調
器電流を発生するようになつている。

また、上記の掃引キヤパシタンス３１および変
調器キヤパシタンス３５を充電する形に、フライ
バツク変成器巻線２２ａが動作電圧源Ｂ＋と両キ
ヤパシタンス３１，３５に結合され、上記変調器
キヤパシタンス３５には可制御分路手段３６が結
合されて掃引電圧および変調器電圧を制御する分
路電流を生ずる。

上記の可制御分路手段３６には、これに垂直周
波数電圧を印加してその分路電流を垂直周波数で
変調し、それによつて左右糸巻歪の補正を行なう
ための制御回路３７が結合されている。

更に、特徴として、変調器キヤパシタンス３５
の端子間の電圧が所定レベルを超えたときその端
子間電圧を基準電圧源Ｖ_pにクランプして変調器
キヤパシタンスから電流を側路する手段２５が設
けられている。

次に添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳
細に説明する。

第１図の水平偏向回路１０において、端子２１
に生成したＢ＋動作電圧は水平出力変成器すなわ
ちフライバツク変成器２２の１次巻線２２ａに印
加される。この１次巻線２２ａは端子４３におい
て第１のスイツチを構成する水平出力トランジス
タ２７のコレクタに結合されている。端子４３，
４１の間にはＳ字整形コンデンサすなわち偏向掃
引コンデンサ３１と水平偏向巻線３０の直列回
路、第１の偏向帰線コンデンサ２９およびダンパ
ダイオード２８が結合されている。

水平偏向巻線３０にはダイオード変調器回路５
５が結合され、水平偏向電流ｉ_yに対する左右糸
巻歪補正を行う。このダイオード変調器５５は、
変調器誘導子３４と変調器コンデンサ３５の直列
回路を含み、その誘導子３４は端子４１において
水平偏向巻線３０に結合されている。変調器の誘
導子とコンデンサの直列回路と並列に第２の変調
器帰線コンデンサ３３と第２のスイツチである変
調器ダイオード３２が結合されている。

掃引コンデンサ３１と変調器コンデンサ３５は
Ｂ＋動作電圧端子２１からフライバツク変成器の
１次巻線２２ａを介して充電され、これによつて
コンデンサ３１に掃引電圧を、コンデンサ３５に
変調器電圧をそれぞれ設定する。

水平偏向サイクルの相当数を通じて平均したと
き、変調器電圧Ｖ_nの平均値は端子４０において
変調器コンデンサ３５に分路結合されたトランジ
スタ３６により制御される。このトランジスタ３
６のエミツタはバイアス抵抗５３を介して接地さ
れている。変調器コンデンサ３５からトランジス
タ３６のコレクタへ分路される分路電流ｉ_sの量
を変えると、コンデンサ３５の両端間に生成する
変調器電圧Ｖ_nの平均値が変る。分路トランジス
タ３６は通常の垂直放物線発生器５４とラスタ幅
調節回路５７を含む変調器制御回路３７の一部で
ある。

垂直放物線発生器５４は垂直周波数１／Ｔ_vの
放物線状バイアス信号３８をコンデンサ５１およ
び抵抗５２を介してトランジスタ３６のベースに
印加する。従つて変調器電圧Ｖ_nの平均値もまた
第１図の波形３９で略示するように垂直周波数で
放物線状に変化する。平均変調器電圧が垂直周波
数で放物線状に変ると、偏向掃引コンデンサ３１
の両端間に生成する掃引電圧Ｖ_tの平均値も垂直
周波数で放物線状に変化し、水平偏向電流ｉ_yに
対する左右糸巻歪補正に要求されるように垂直走
査の中央で最大値に達する。

ラスタ幅調節回路５７は分圧抵抗４６，４７，
４８，４９を含み、抵抗４８，４９の接続点はト
ランジスタ３６のベースに、抵抗４８の他端は抵
抗４７の可動接点にそれぞれ結合されている。こ
の回路５７はトランジスタ３６に調節可能の直流
ベース電流を発生し、分路電流の直流レベルを制
御することによつてラスタ幅の制御をする。

水平偏向サイクルの掃引期間の最初の部分にお
いて第２図ａ〜ｇの時点t₁後、ダンパダイオード
２８と変調器ダイオード３２が第２図ｄのダンパ
ダイオード電流i₂₈および第２図ｅの変調器ダイ
オード電流i₃₂で示すように同時に導通し、掃引
電圧Ｖ_tが偏向巻線３０に印加されて第２図ａに
示すように正向きのＳ字型鋸歯状水平偏向電流ｉ
_yを生ずる。同様に第２図ｇに示す変調器電圧Ｖ_n
が変調器誘導子３４に印加されてそれに正向きの
鋸歯状変調器電圧ｉ_nを生ずる。

可制御分路トランジスタ３６によつて分路電流
ｉ_sが垂直周波数で放物線状に変ると、変調器電
圧Ｖ_nが第２図ｆに垂直陰影で示すように上下２
つの波形の間で同様に変化する。電圧Ｖ_nが垂直
周波数で放物線状に変調されると、掃引電圧Ｖ_t
が同様に変調され、第２図ａに垂直陰影で示すよ
うに２つの波形の間で水平偏向電流ｉ_yの垂直周
波数変調を生じ、これによつて左右糸巻歪補正が
行われる。

前述のように水平偏向サイクルの掃引期間の最
初の部分において、時点t₁以後はダンパダイオー
ド２８と変調器ダイオード３２の双方がそれぞれ
第２図ｄおよびｅに示すように水平偏向電流およ
び変調器誘導子電流を導通している。これら各ダ
イオード電流の他の成分はフライバツク変成器の
１次巻線２２ａから流れる電流ｉ_pである。

時点t₂付近で水平発振駆動器２６が水平出力ト
ランジスタ２７のベース、エミツタ電極間に順バ
イアス電圧を印加する。すると水平出力トランジ
スタ２７は変調器ダイオード３２から電流導通を
引継いで、第２図ｃに時点t₂，t₃間で流れる負の
コレクタ電流i₂₇で示し、第２図ｅにその期間の
ダイオード３２の電流i₃₂の欠落で示すように、
逆方向ベース・コレクタ導通モードで動作する。
水平偏向電流ｉ_yが変調器電流ｉ_nより振幅が大き
いとすると、変調器ダイオード３２は時点t₃以後
の水平掃引期間の中央付近で第２図ｅに示すよう
に両電流ｉ_y，ｉ_nが正のとき差電流ｉ_y−ｉ_nを導
通する。

時点t₄の少し前に水平発振駆動器２６は水平出
力トランジスタ２７のベース、エミツタ電極間に
逆バイアス電圧を印加する。するとこのトランジ
スタ２７は時点t₄で遮断され、ほぼ時点t₄，t₅間
の水平帰線期間が開始される。この水平帰線期間
中水平偏向巻線３０と偏向帰線コンデンサ２９が
共振してそのコンデンサ２９の両端間に帰線パル
ス電圧を発生する。同様に変調器誘導子３４と変
調器帰線コンデンサ３３が共振振動の半サイクル
を受けて変調器電流ｉ_nのフライバツクを形成す
る。変調器誘導子３４と変調器帰線コンデンサ３
３の値は偏向帰線周波数と同じ周波数の発振が得
られるように選定される。

帰線コンデンサ３３の両端間に発生する帰線パ
ルス電圧V₃₃は第２図ｆの時点t₄，t₅間に示されて
いる。水平出力トランジスタ２７のコレクタ端子
４３に生じる帰線パルス電圧はこの偏向帰線コン
デンサと変調器帰線コンデンサに生ずる２つの帰
線パルス電圧の和から成り、第２図ｂに波形Ｖ_r
で示されている。ダイオード変調補正回路を使用
すると、この帰線パルスＶ_rは、第２図ｂの帰線
パルス波形に垂直周波数の変調がないことで表さ
れるように、垂直走査全体に亘つて比較的振幅が
一定に保たれる。

帰線パルス電圧Ｖ_rはフライバツク変成器２２
の１次巻線２２ａに印加され、高電圧巻線２２ｂ
により逓昇される。このフライバツク変成器の高
電圧巻線２２ｂの両端間に結合された高電圧回路
４４は巻線２２ｂの両端間に発生した高電圧から
端子Ｕに直流アルタ加速電位を引出す。また巻線
２２ｃのようなフライバツク変成器の他の巻線か
ら、端子４５に生ずる＋Ｖ_p電圧のような他の直
流供給電圧が得られる。このフライバツク変成器
巻線２２ｃの両端間に発生する電圧は、水平掃引
期間中例えばダイオード２４により整流され、コ
ンデンサ２３により濾波されて端子４５に電圧Ｖ
_pを生ずる。この電圧Ｖ_pは第１図に綜合的に負荷
Ｒ_Lで示す垂直偏向回路および信号処理回路のよ
うな負荷回路の供給電圧として用いられる。

水平偏向電流ｉ_yにはＳ字整形が必要なため、
偏向掃引コンデンサ３１および変調器コンデンサ
３５のキヤパシタンス値は、両コンデンサの両端
間電圧に水平周波数１／Ｔ_Hの変化を生ずるよう
に選ばれる。変調器電圧Ｖ_nは、第２図ｇに示す
ように、各水平偏向サイクルごとに水平掃引期間
の中央の時点t₃付近で最大に達する。電圧Ｖ_nの
左右糸巻歪変調が起れば、各水平偏向サイクルご
とに得られる最大電圧が垂直走査の中央のレベル
Ｖ_n1と、垂直走査の上下端のレベルＶ_n2との間で
垂直周波数で放物線状に変化する。

水平偏向回路１０の動作条件が不良のときは、
変調器コンデンサ３５の両端間の電圧が実質的に
ダイオード変調回路５５または水平偏向回路１０
の他の部分の回路成分が過負荷になる値まで上昇
することがある。水平偏向巻線３０または偏向掃
引コンデンサ３１が開路状態にあるとする。この
状態は第１図に端子４１を水平偏向巻線３０に接
続する線路に設けられた破線クロス４２により略
示されている。この場合水平偏向巻線３０と掃引
コンデンサ３１を含む回路分枝はも早水平偏向回
路の残部と連動せず、このような不良状態では、
第３図ａに示すように偏向電流ｉ_yが流れない。

第３図ａないしｇはその正常状態が第２図ａな
いしｇにそれぞれ示された電流電圧の、ダイオー
ド５０の回路を省略した場合の開回路不良状態の
波形を示す。水平偏向巻線３０を含む回路分枝が
水平偏向回路１０の残部から切離された開回路不
良状態では、変調器コンデンサ電圧Ｖ_nが第３図
ｇに示すように大幅に上昇する。この変調器電圧
Ｖ_nは第２図ｇの正常動作状態で発生する最大変
調器コンデンサ電圧Ｖ_n2より高く、第３図ｇに示
すように比較的高いビーク値Ｖ_n3に達する。この
変調器電圧Ｖ_nが可制御分路トランジスタ３６に
印加されるため、不良動作状態で生ずる変調器電
圧のこの大幅な増加によつてそのトランジスタが
過負荷になり装置の故障を起すこともある。

第３図ａないしｇの波形の垂直周波数変調は、
不良状態では変調器制御回路３７に結合された負
荷インピーダンスが偏向回路と変調器帰線回路の
共振周波数間の相当な差のため著しく低下するた
め、ないか著しく少ない。

水平偏向回路１０の他の成分も過負荷になるこ
とがある。第３図ｆに示すように、変調器帰線コ
ンデンサ３３の両端間に生ずる帰線パルス電圧
V₃₃の振幅は、不良状態では平均変調器電圧Ｖ_nの
上昇のため遥かに大きい。従つて変調器ダイオー
ド３２に印加される電圧負荷が大きくなる。また
不良動作状態ではダンパダイオード２８が第３図
ｄの時点t₃，t₄間に示されるように水平掃引期間
の前半ではなく後半中導通する。水平出力トラン
ジスタ２７は時点t₄で遮断されるが、この時点t₄
は通常は水平帰線期間t₄〜t₅である期間の始点で
ある。フライバツク変成器の１次巻線２２ａのイ
ンダクタンスは帰線コンデンサ２９，３３と共振
して、第３図ｂに示すように時点t₄，t₅間に端子
４３にパルス電圧を発生する。蓄積電荷効果によ
りダンパダイオード２８は帰線の始まりで遮断さ
れる前に相当期間導通して、エネルギを消散し、
装置に負荷を与えるという欠点を持つ。

さらに時点t₃以後、第３図ｆの時点t₃，t₄間の
電圧V₃₃の上昇で示されるように、水平出力トラ
ンジスタ２７が飽和状態を逸脱してエネルギ放散
を増大するようになる。この出力トランジスタ２
７はそのベース駆動電流の低下とコレクタ電流の
上昇のため飽和を解消するが、そのベース駆動電
流は水平発振駆動器２６のベース駆動回路に供給
される電源電圧の関数である。この電源電圧は一
般に水平フライバツク変成器２２の２次巻線に発
生する帰線パルス電圧を整流することにより得ら
れる。不良動作時にはこの帰線パルスの振幅も電
源電圧も水平出力トランジスタのベース駆動電流
もすべて低下する。

フライバツク変成器の１次巻線２２ａと帰線コ
ンデンサ２９，３３の共振周波数は水平帰線周波
数より実質的に低い。従つて変調器誘導子３４お
よび変調器コンデンサ３３のフライバツクの終端
すなわち第３図ａないしｇの時点t₅すなわちt₁で
は、フライバツク変成器の１次巻線２２ａから帰
線コンデンサ２９に蓄積されたエネルギが完全に
その巻線に戻されていない。依つて変調器ダイオ
ード３２が導通に変る時点t₁で、偏向帰線コンデ
ンサ２９は第３図ｂの端子４３の零でない電圧
V₂₇で示されるようになお相当なレベルに充電さ
れている。帰線期間の前半の時点t₁，t₂間におい
て偏向帰線コンデンサ２９は、電圧V₂₇の低下で
示されるように１次巻線２２ａを介して徐々に放
電される。時点t₂で水平出力トランジスタ２７は
導通し、コンデンサ２９はそれ以後第３図ｃのコ
レクタ電流波形i₂₇の電流の小突起５６で示すよ
うに急激に放電される。

帰線期間t₄〜t₄中の１次巻線２２ａの電流振動
の共振周波数が変調器誘導子３４と変調器帰線コ
ンデンサ３３の共振周波数より低いため、１次巻
線２２ａから変調器帰線回路に供給されたエネル
ギが帰線期間が終つて変調器ダイオード３２が導
通し始める前に全部その１次巻線に戻ることがで
きない。従つて第３図ｇと第２図ｇの変調器電圧
Ｖ_nを比較して判るように、変調器コンデンサ３
５には正常動作状態より不良状態において実質的
に高い電圧が充電されることになる。

第１図の回路にこの発明の過負荷保護回路を設
けることにより不良状態における変調器電圧の無
用の上昇が防止される。変調器コンデンサ３５に
クランプ回路２５が結合され、そのコンデンサ３
５の両端間電圧Ｖ_nが所定レベルを超えたときそ
れが動作するようになつている。このクランプ回
路は変調器コンデンサ３５の端子４０と供給電圧
Ｖ_pの端子４５の間に挿入されたダイオード５０
を含んでいる。電圧Ｖ_pはこのダイオードクラン
プ回路を動作させる基準電圧として働らく。不良
動作状態において変調器電圧がその基準電圧レベ
ルＶ_pよりダイオード電圧降下１個分だけ高いレ
ベルまで上昇すると、ダイオード５０が導通して
変調器コンデンサ３５の電圧を端子４５の電圧に
クランプし、変調器電圧Ｖ_nが実質的に電圧Ｖ_pを
超えるのを防ぐ。

第４図ａないしｇはこの発明を実施した過負荷
保護用ダイオードクランプ回路を用いた第１図の
回路の電流電圧の開回路不良状態における波形を
示す。第４図ｇに示すように、電圧Ｖ_nは期間△
ｔ中ほぼ電圧レベルＶ_pにクランプされ、可制御
分路トランジスタ３６の過電圧負荷を防止する。
さらに第４図ｄと第３図ｄの比較によつて判るよ
うに、掃引期間の終りの時点t₄付近において、不
良動作状態のときのダンパダイオード２８のピー
ク電流が実質的に低下している。さらにまた第４
図ｃと第３図ｃの比較によつて判るように、時点
t₄付近の掃引期間の終りにおける水平出力トラン
ジスタ２７のピークコレクタ電流も低くなつてい
る。さらに第４図ｆと第３図ｆの比較から判るよ
うに、コレクタ電流の低下のため水平掃引期間の
後半においてベース駆動電流の低下に拘らず水平
出力トランジスタ２７が飽和状態を脱することが
ない。

前述のように変調器電流imのフライバツク中
に生ずるフライバツク変成器の１次巻線２２ａの
電流の振動の共振周波数の低下のため、変調器帰
線回路従つて実際上変調器コンデンサ３５に過剰
のエネルギが転送されるが、端子４０とＶ_p電源
端子４５の間にクランプダイオード５０が挿入さ
れているため、この過剰エネルギは端子４０の電
圧がレベルＶ_pを超えたときその電源端子４５に
導かれる。このエネルギは第４図ｇの期間△ｔ中
ダイオード５０の電流として流れ、分路トランジ
スタ３６を流れる電流に加算されることはない。
従つて端子４０，４５間のクランプ回路はまた制
御回路３７以外の変調器制御回路にも有用であ
る。例えばトランジスタ３６を端子４０の電圧波
形がバイアス信号波形３８を追跡するようにする
ため２段のエミツタホロワトランジスタ回路で置
換すると、コンデンサ３５から変調器誘導子３４
を流れる過剰の分路電流はすべて電源端子４５に
導かれ、そのエミツタホロワトランジスタ回路を
流れず、このため電力消費と過電流負荷が減少す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した左右糸巻歪補正お
よび過負荷保護付き偏向回路を示す図、第２図、
第３図および第４図は第１図の回路の動作に関係
する波形図である。 ２５……クランプ手段、２７……第１のスイツ
チ、２９……第１の帰線キヤパシタンス、３０…
…偏向巻線、３１……掃引コンデンサ、３３……
変調器キヤパシタンス、３４……変調器インダク
タンス、３５……変調器キヤパシタンス、３６…
…第２のスイツチ、可制御分路手段、３７……分
路電流変更手段、制御回路、Ｂ＋……動作電圧、
Ｖ_p……基準電圧。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 偏向巻線と、この偏向巻線に結合されていて
   端子間に掃引電圧を生ずる掃引キヤパシタンス
   と、上記偏向巻線に結合されてその偏向巻線に偏
   向帰線電流を発生する第１の帰線キヤパシタンス
   と、端子間に変調器電圧を生成する変調器キヤパ
   シタンスと、この変調器キヤパシタンスと上記偏
   向巻線との間に結合された変調器インダクタンス
   と、上記変調器インダクタンスに結合されていて
   上記変調器インダクタンスに帰線電流を発生する
   第２の帰線キヤパシタンスと、上記掃引電圧を上
   記偏向巻線に印加して偏向掃引電流を流しかつ上
   記変調器電圧を上記変調器インダクタンスに印加
   してこの変調器インダクタンスに鋸歯状変調器電
   流を発生するスイツチと、動作電圧源と上記掃引
   キヤパシタンスおよび変調器キヤパシタンスとに
   結合されたフライバツク変成器巻線と、上記変調
   器キヤパシタンスに結合され、上記掃引電圧およ
   び変調器電圧を制御する分路電流を発生する可制
   御分路手段と、この可制御分路手段に垂直周波数
   のバイアス電圧を印加して上記分路電流を垂直周
   波数で変化させ、左右糸巻歪補正を行う制御回路
   と、上記変調器キヤパシタンスの端子間の電圧が
   所定レベルを超えたときその変調器キヤパシタン
   スの端子間電圧を基準電圧源にクランプしてその
   変調器キヤパシタンスから電流を側路させる手段
   とを具備して成る左右糸巻歪補正回路。