JPS6337987B2

JPS6337987B2 -

Info

Publication number: JPS6337987B2
Application number: JP55037973A
Authority: JP
Inventors: Botaro Hirosaki
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1980-03-25
Filing date: 1980-03-25
Publication date: 1988-07-27
Also published as: JPS56134862A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は直交多重された複数個の直交振幅変調
（以下QAMと略称する。）信号を伝送路を介して
受信し、標本化、アナログ−デイジタル（以下
ADと略称する。）変換、波操作および離散フ
ーリエ変換（以下DFTと略称する。）操作等によ
り複数個の源基底帯域（以下ベースバンドと略称
する。）信号を復調する直交多重信号のデイジタ
ル処理形受信装置におけるパイロツト位相・周波
数制御回路に関する。

複数個のQAM信号を直交多重して送信し、受
信側にて各ベースバンド信号を復調する直交多重
伝送方式は高能率データ伝送を可能にし、しかも
そのデイジタル信号処理過程にDFTを導入すれ
ば送受信装置が著しく簡単化されることが既に知
られている。（例えば昭和54年特許願第19364号お
よび昭和54年特許願第19366号を参照されたい。）
しかしながら従来、直交多重伝送方式の受信側で
の復調キヤリア位相制御に関してその周波数トラ
ツキング特性が良好でかつ簡便な方法は知られて
いない。

本発明はこの点に鑑み、特に送信側にて予め定
められたチヤネルにパイロツトを挿入し伝送した
場合の直交多重信号のデイジタル処理形受信装置
におけるパイロツト位相・周波数制御回路を提供
するものである。

以下図面を用いて本発明を説明する。

第１図は直交多重伝送方式における送信信号の
スペクトラム配置を示す図であり、１は周波数₁
なる複素キヤリアで変調された１番目のQAM信
号、２は周波数₂なる複素キヤリアで変調された
２番目のQAM信号、３は周波数_N-1（但しここで
はＮ≧３としている。）なる複素キヤリアで変調
された（Ｎ−１）番目のQAM信号、４は周波数
_Nなるパイロツト信号である。但し、直交多重伝
送方式の原理より_k+1−_k＝_B（但し１≦ｋ≦Ｎ
−１であり、_Bは各ベースバンド信号のボーレー
トである。）なお関係が成立しているものとする。
受信側では、第１図のスペクトル配置を有する信
号より各QAM信号を復調し複素ベースバンド信
号を得るわけであるが、この復調過程において、
一般にはＮ個の変調キヤリアに対応してＮ個の復
調用キヤリアを要する。しかし、受信側の復調処
理をDFTを用いたデイジタル信号処理にて実行
するものとすれば、パイロツト信号を復調して得
られる複素ベースバンド信号の位相情報にて標本
化クロツクの位相を制御するのみで等価的にすべ
ての復調用キヤリアを制御することができる。

いま、受信信号をｙ（ｔ）とすれば、ｙ（ｔ）は
次のように表わされる。

y(t)＝2Re｛_N 〓ⁿ⁼¹ x_o(t)e^-j2〓^fnt｝ …(1) 但しx_o（ｔ）は周波数_oなる変調キヤリアを変
調している複素ベースバンド信号である。

ｙ（ｔ）を周波数_s（但し_s＝M_Bとする。）標
本化クロツクにて標本化した出力をＹ（ｚ）とす
る。但しｚ＝e^j2〓^f/fsである。この時、ｋ番目の復
調複素ベースバンド信号β_k（ｚ）は β_k(z)＝Ｙ（e^-j2〓^fk/fs・ｚ）・Ｇ(z) …(2) と表わされる。但し１≦ｋ≦Ｎであり、Ｇ（ｚ）
は片側実効帯域_B／２なる低域波器である。こ
こでＹ（ｚ），Ｇ（ｚ）を次のごとく多重分離する。
即ちこの時(2)式はと表わされ、β_k（ｚ）のＴ／２秒毎のサンプル値
列（Ｔ＝１／_B），β〜_k（z^M/2）は次式で与えられ
る。

ここで_k＝₁＋（ｋ−１）_B，_s＝M_Bなる関係
を用いれば、 (7)式で表わされる信号処理は、昭和54年特許願第
19366号の記載のごとく前処理回路、DFT処理回
路、ポリフエーズ回路等を用いて実現される。こ
の方法によればDFT処理回路における乗算係数
e^-j2〓^(k-1)l/Mは標本化周波数_sに依存せず、周波数
オフセツト項e^-j2〓^f1/fsも送信側にて予め定められ
た₁と_Bの比によつて定まる（e^-j2〓^f1/fB）^1/Mとし
て
リードオンリメモリ（以下ROMと略称する。）
等に格納しておけばよいことになる。従つてすべ
ての復調用キヤリア₁，₂……，_Nは周波数_sの
標本化クロツクより生成されることになる。ここ
でｋ番目の変調用キヤリアとｋ番目の復調用キヤ
リアとの位相ずれをθ_k（ｔ）とし、これを復調用
キヤリアに対する変調用キヤリアの位相ずれとみ
なす。この時(1)式は y(t)＝2Re｛_N 〓ⁿ⁼¹ x_o(t)e^-j2〓^fnt+j〓^n(t)｝ …(8) と表わされる。ここで前記のようにＮ番目のチヤ
ネルには周波数_Nなるパイロツト信号が挿入され
ているからx_N（ｔ）＝１である。従つてＮ番目の
チヤネルの復調出力は(6)，(8)式より次のように求
められる。（フイルタＧ（ｚ）の帯域制限効果も考
慮している）。

第２図は(9)式で表わされるβ〜_N（z^M/2）のスペ
クトラムを図示したものであり、５は(9)式第１項
の平均分として得られる輝線スペクトル、６は位
相雑音によるスペクトル拡がり分、７は(9)式第２
項で表わされる隣接チヤネルからの干渉分であ
る。第２図より明らかなように第２図中８で示さ
れるごとき通過特性を有する低域波器にβ〜_N
（z^M/2）を通せばその出力として得られる信号γ_N
（z^M/2）は(9)式の第１項のみをとつたものとなり、
次式で表わされる。

但しφ_N（ｔ）＝e^j〓^N(t)である。φ_N（ｔ）をT_s秒毎
に標本化したサンプル値列のｚ−変換したものを
φ_N（ｚ）とおけば、(10)式および(4)式よりγ_N（z^M/2
）
はφ_N（ｚ）をフイルタＧ（ｚ）に通した後Ｔ／２
秒毎のサンプル値を取り出した条列になることが
わかる。ここでＧ（ｚ）は低域通過フイルタであ
りΦ_N（ｚ）の帯域は通常Ｇ（ｚ）の帯域に比し充
分狭いので結局γ_N（z^N/2）はΦ_N（ｚ）からＴ／２秒
毎のサンプル値を取り出したサンプル値系列とな
ることがわかる。即ち従つて複素サンプル値系列γ_N（z^M/2）から位相誤
差θ_N（ｔ）のサンプル値系列を得ることができる。
ところで前記の信号処理過程より明らかに位相ず
れθ_N（ｔ）は、標本化クロツクの正規の位相から
の位相ずれθ_s（ｔ）に追従して θ_N(t)＝（f₁／f_s＋Ｎ−１／Ｍ）θ_s（ｔ） …(12) と表わされるから、θ_N（ｔ）のサンプル値はθ_s
（ｔ）のサンプル値に比例する。従つてγ_N（z^M/2）
より求められるθ_N（ｔ）のサンプル値によつて発
振周波数_sの電圧制御発振器を制御し、その出力
を標本化クロツクとして用いれば位相制御された
標本化クロツクを得ることができ、従つて等価的
にすべての復調用キヤリアの位相制御を行なうこ
とができる。ところが、この方法では、回路構成
は極めて簡単であるが、電圧制御発振器→標本化
回路→デイジタル復調部→位相差検出回路→電圧
制御発振器で構成される等価的な位相同期ループ
において特にデイジタル復調部の遅延が大きいた
め系の周波数トラツキング特性が悪い。例えばこ
の系にて安定度の悪い電圧制御発振器を用いる
と、系に含まれる遅延のため、位相同期ループが
正常な引込をせず周期的な発振周波数変動を来た
す可能性がある。遅延によるこうした周波数トラ
ツキング特性の劣化を改善するには、デイジタル
復調部出力より位相差情報のみではなく周波数差
情報をも検出して、これら両情報により電圧制御
発振器を制御すればよい。

本発明の第１の目的は以上の原理に基き、通常
の位相同期回路に要する位相比較回路、周波数逓
分回路等を必要とせずしかも系の周波数トラツキ
ング特性の良好な新規なるパイロツト位相・周波
数制御回路を提供することにある。

第３図は本発明による直交多重信号のデイジタ
ル処理形受信装置におけるパイロツト位相・周波
数制御回路の第１の具体的一実施例を示すブロツ
ク図であり、１０は直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置の入力端、１１は標本化回路、１２
はAD変換器、１３はデイジタル演算処理部、１
７，１８は低域通過波器、１９は位相差検出回
路、２０は周波数差検出回路、２１は合成回路、
２２は電圧制御発振回路である。なお、１６の破
線で囲まれた部分は従来公知な処理部であり、そ
れ以外の部分が本発明によるパイロツト位相・周
波数制御回路である。第３図において、入力端１
０に受信された信号は標本化回路１１にて周波数
_sの標本化クロツクで標本化され、AD変換器１
２にてデイジタル符号化される。さらにこのデイ
ジタル符号化された信号はデイジタル演算処理部
１３にて前述のごとき復調処理を受け出力端１
４，１５には(7)式で表わされるβ〜₁（z^M/2），β〜₂
（z^M/2）が出力される。一方(9)式で与えられる復
調された複素パイロツト信号を含むβ〜_N（z^M/2）
は、その実数部、虚数部が各々低域通過波器１
７，１８を通り(11)式で表わされる複素信号γ_N
（z^M/2）に変換される。位相差検出回路１９は、
該複素信号γ_N（z^M/2）より位相量を検出する。さ
らに周波数差検出回路２０は位相差検出回路１９
にて得られた位相信号の時間的な変化分を検出す
る。合成回路２１は位相差検出回路１９の出力お
よび周波数差検出回路２０の出力とを加算手段等
により合成しその出力にて電圧制御発振器２２を
制御する。この制御により標本化回路１１には位
相制御された標本化クロツクが電圧制御発振器２
２から供給される。

第４図は、第３図の１９で示される位相差検出
回路、２０で示される周波数差検出回路および２
１で示される合成回路で構成される制御信号発生
部の具体的な一実現例を示した回路図である。第
４図において、２５で示されるROMは、入力端
２４に入力された、デイジタル符号化されたγ_N
（z^M/2）の実数部およびγ_N（z^M/2）の虚数部により
アドレシングされデイジタル符号化された位相差
信号θ_N（z^M/2）を出力する。この位相差信号θ_N
（z^M/2）は、２６で示されるレジスタにてz^-M/2即
ちＴ／２秒の遅延を受けると同時に減算器２７に
入力される。また２６のレジスタの出力信号であ
るz^-M/2θ_N（z^M/2）も減算器２７に入力され減算器
２７の出力としては〔θ_N（z^M/2）−z^-M/2θ_N（z^M/2）
〕
で表わされる信号が得られる。即ち、減算器２７
の出力には時間的な位相変化分に対応した信号が
得られる。さらに加算器２８は２５のROMにて
得られた位相差信号と減算器２７にて得られた位
相変化量に対応した信号とを加算合成する。デイ
ジタル−アナログ（以下DAと略称する）変換器
２９は、こうして得られた合成信号に対応するア
ナログ値を端子３０に出力する。なお第４図の１
９，２０，２１の破線で囲まれたブロツクは各々
第３図の同一番号の機能ブロツクに対応する。第
４図に示された制御信号発生部の入出力伝達関数
は上記の説明より（２−z^-M/2）と表わされる。
この伝達関数に比例した伝達関数（１−1/2・ｚ
−^-M/2）を有する制御信号発生部は第５図の回路
図のように実現することもできる。即ち第５図に
おいて、３５で示されるROMは入力端３３，３
４に各々入力されたγ_N（z^M/2）の実数部および虚
数部によりアドレシングされ位相差信号θ_N（z^M/2）
を出力する。こうして得られたθ_N（z^M/2）は一方
で減算器３８に入力されると共に、他方で１ビツ
トシフト結線により1/2を乗された後、レジスタ
３６にてＴ／２秒の遅延を受け減算器３８の他の
入力端に至る。減算器３８の出力としてはデイジ
タル符号化された（１−1/2z^-M/2）θ_N（z^M/2）なる
信号が得られ、これをDA変換器３９に通すこと
によつて出力端４０に所望のアナログ制御信号が
得られる。

さて第４図、第５図の実現例は共に位相差に応
じた信号と周波数差に応じた信号とを線形結合し
て電圧制御発振器の制御信号を得るものであつた
が、これらを非線形結合したものも可能である。
第６図はこうした非線形結合を用いた制御信号発
生部の具体的な一実現例を示した回路図である。
第６図において、４５で示されるROMは入力端
４３，４４に各々入力されたγ_N（z^M/2）の実数部
および虚数部によりアドレシングされデイジタル
符号化された位相差信号θ_N（z^M/2）を出力する。
この位相差信号θ_N（z^M/2）は、４６で示されるレ
ジスタにてＴ／２秒の遅延を受けて減算器４７に
至ると同時に減算器４７およびセレクタ４９に入
力される。減算器４７の出力として得られる信号
（１−z^-M/2）θ_N（z^M/2）はROM４８およびセレク
タ４９に入力される。ROM４８は入力される周
波数差情報（１−z^-M/2）θ_N（z^M/2）に対しその絶
対値が所定の値より大であるか小であるかの判定
をし端子５１に判定結果を出力する。セレクタ４
９は、該判定結果に応じて、もし（１−z^-M/2）
θ_N（z^M/2）の絶対値が所定値以上であれば周波数
差情報（１−z^-M/2）θ_N（z^M/2）を選択し、（１−
z^-M/2）θ_N（z^M/2）の絶対値が所定値以下であれば
位相差情報θ_N（z^M/2）を選択する。さらにセレク
タ４９の出力はDA変換器５０によりアナログ値
に変換され出力端５２に至る。

以上説明した本発明による直交多重信号のデイ
ジタル処理形受信装置におけるパイロツト位相・
周波数制御回路の第１の具体的一実施例において
は、位相差情報および周波数差情報の合成信号に
より電圧制御発振器の発振周波数が制御されるも
のであつた。このように位相差情報および周波数
差情報の合成信号により制御信号を得る方法の代
わりに、周波数差情報にて電圧制御発振器の発振
周波数を制御し、位相差情報にて、より局部的な
位相制御を行なえば、周波数トラツキング特性お
よび位相アクジシヨン特性の優れたパイロツト位
相・周波数制御回路を得ることができる。即ち、
いま周波数差情報により標本化クロツクの周波数
が制御されているものとし、その時の標本化クロ
ツクの定常的な位相ずれをθ_s（従つてθ_sは時間に
よらない）とする。この時ｋ番の変調用キヤリア
とｋ番目の復調用キヤリアとの位相ずれθ_k（但し
１≦ｋ≦Ｎ）との間には(12)式に対応して θ_k＝（f₁／f_s＋ｋ−１／Ｍ）θ_s …（13）なる関係が成立するから、検出された位相差情報
θ_Nより θ_k＝f₁／f_s＋（ｋ−１）／Ｍ／f₁／f_s＋（Ｎ−１）
／Ｍ・θ_N…（14）としてθ_kが求められる。さらにこのθ_kを用いて計
算される複素量、 Γ_k＝e^-j〓^k …（15）を用いれば、ｋ番目の復調複素ベースバンド信号
β〜_k（z^M/2）の位相誤差を補償することができる。
即ち(9)式を求めたと同様の過程により β〜_k（z^M/2）＝〔第ｋ番目チヤネル主信号〕＋〔第
（ｋ＋１）番目チヤネルからの干渉信
号〕＋〔第（ｋ−１）番目チヤネルから
の干渉信号〕但し〔第ｋ番目チヤネル主信号〕〔第（ｋ＋１）番目チヤネルからの干渉信号〕〔第（ｋ−１）番目チヤネルからの干渉信号〕で与えられるβ〜_k（z^M/2）に、（15）式で定義され
るΓ_kを乗することにより、第ｋ番目チヤネル主
信号に含まれる位相誤差e^j〓^kを除去することがで
きる。なおθ_NからΓ_k（但し１≦ｋ≦Ｎ）を求める
操作はROM等を用いて容易に実現される。

本発明の第２の目的は、以上の原理に基く、周
波数トラツキング特性、位相アクジシヨン特性共
に良好な直交多重信号のデイジタル処理形受信装
置におけるパイロツト位相・周波数制御回路を提
供することにある。

第７図は、本発明になる直交多重信号のデイジ
タル処理形受信装置におけるパイロツト位相・周
波数制御回路の第２の具体的一実施例を示すブロ
ツク図である。第７図において、入力端６０に入
力された受信信号は標本化回路６１にて周波数_s
の標本化クロツクで標本化され、AD変換器６２
にてデイジタル符号化される。さらにこのデイジ
タル符号化された信号はデイジタル演算処理部６
３にて得調処理を受け出力端６５，６６および６
７には各々β〜₁（z^M/2），β〜₂（z^M/2）およびβ〜_N
（z^M/2）
が出力される。こうして得られた復調複素ベース
バンド信号β〜₁（z^M/2），β〜₂（z^M/2），…，β〜_N
（z^M/2）
には乗算器６８，６９および７０等により位相差
補正信号Γ₁，Γ₂，…，Γ_Nが各々乗され、出力端
７１，７２，７３には定常位相誤差の除去された
復調複素ベースバンド信号が得られる。さらに、
こうして得られた復調複素ベースバンド信号のう
ち、パイロツトチヤネルに対応するＮ番目の復調
複素ベースバンド信号はその実部および虚部が
各々低域通過波器７４，７５を通り不要成分が
除去される。位相差検出回路７６は低域通過波
器７４および７５の出力よりこれに対応する位相
差を検出し、その出力を周波数差検出回路７８お
よび位相差補正信号発生回路７７へ入力する。位
相差補正信号発生回路７７は入力θ_Nから（14），
（15）式に従つてΓ₁，Γ₂，…，Γ_Nを発生する。通
常この処理はROMを用いれば簡単に実現され
る。一方、周波数差検出回路７８は、入力として
与えられる位相情報の変化分を検出し、その出力
で電圧制御発振器７９の発振周波数を制御する。
電圧制御発振器７９は、こうして周波数制御を受
けた標本化クロツクを標本化回路６１に供給す
る。なお第７図において６４の破線で囲まれた部
分は従来公知な処理部である。

以上説明したように、本発明によれば、デイジ
タル演算処理部等に遅延が存在しても、良好なト
ラツキング特性を示す直交多重信号のデイジタル
処理形受信装置におけるパイロツト位相・周波数
制御回路が得られその実用的価値は極めて大であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、直交多重伝送方式における送信信号
のスペクトラム配置を示す図であり、１は周波数
₁なる複素キヤリアで変調された１番目のQAM
信号、２は周波数₂なる複素キヤリアで変調され
た２番目のQAM信号、３は周波数_N-1なる複素
キヤリアで変調された（Ｎ−１）番目のQAM信
号、４は周波数_Nなるパイロツト信号である。第２図は、復調されたパイロツト信号および干
渉分のスペクトルを示した図である。第３図は、本発明による直交多重信号のデイジ
タル処理形受信装置におけるパイロツト位相・周
波数制御回路の第１の具体的一実施例を示すブロ
ツク図であり、１６の破線で囲まれた部分は標本
化回路１１、AD変換器１２、デイジタル演算処
理部１３等で成る従来公知なデイジタル処理部、
１７および１８は低域通過波器、１９は位相差
検出回路、２０は周波数差検出回路、２１は合成
回路、２２は電圧制御発振器である。第４図は、第３図の１９で示される位相差検出
回路、２０で示される周波数差検出回路および２
１で示される合成回路で構成される制御信号発生
部の具体的な一実現例を示した回路図であり、２
５はROM、２６はレジスタ、２７は減算器、２
８は加算器、２９はDA変換器である。第５図は、第４図と同様の制御信号発生部の他
の具体的な一実現例を示した回路図であり、３５
はROM、３６はレジスタ、３８は減算器、３９
はDA変換器である。第６図は、第４図と同様の制御信号発生部のさ
らに他の具体的な一実現例を示した回路図であ
り、４５はROM、４６はレジスタ、４７は減算
器、４８はROM、４９はセレクタ、５０はDA
変換器である。第７図は、本発明になる直交多重信号のデイジ
タル処理形受信装置におけるパイロツト位相・周
波数制御回路の第２の具体的な一実施例を示すブ
ロツク図であり、６４の破線で囲まれる部分は従
来公知な処理部、６８，６９および７０は乗算
器、７４および７５は低域通過波器、７６は位
相差検出回路、７７は位相誤差補正信号発生回
路、７８は周波数差検出回路、７９は電圧制御発
振器である。

Claims

【特許請求の範囲】１直交多重された複数個の直交振幅変調信号を
伝送路を介して受信し、標本化、アナログ−デイ
ジタル変換、波操作および離散フーリエ変換操
作等により複数個の源基低帯域信号を復調する直
交多重信号のデイジタル処理形受信装置におい
て、送信側にて予めパイロツトの挿入されたチヤ
ネルに対応する復調複素出力の実数部より不要周
波数成分を除去する第１の低域通過波器と、該
復調出力の虚数部より不要周波数成分を除去する
第２の低域通過波器と、前記第１の低域通過
波器の出力と前記第２の低域通過波器の出力と
を用いてパイロツト周波数の位相誤差を検出する
位相差検出回路と、該位相差検出回路出力の時間
的な変化分を検出する周波数差検出回路と、前記
位相差検出回路の出力および前記周波数差検出回
路の出力を合成する合成回路と、該合成回路の出
力にて発振周波数が制御されその出力が前記標本
化の標本化クロツクとして供される電力制御発振
器とから成る直交多重信号のデイジタル処理形受
信装置におけるパイロツト位相・周波数制御回
路。２直交多重された複数個の直交振幅変調信号を
伝送路を介して受信し標本化、アナログ−デイジ
タル変換、波操作および離散フーリエ変換操作
等により複数個の源基底帯域信号を復調する直交
多重信号のデイジタル処理形受信装置において、
並列に得られる複数個の復調複素出力の各々に位
相差補正信号を乗じて定常位相誤差を除去する乗
算器群と、送信側にて予めパイロツトの挿入され
たチヤネルに対応する復調複素出力より位相誤差
の除去された複素出力の実数部および虚数部から
各々不要周波数成分を除去する第１および第２の
低域通過波器と、該第１の低域通過波器の出
力と該第２の低域通過波器の出力とを用いてパ
イロツト周波数の位相誤差を検出する位相差検出
回路と、該位相差検出回路の出力に応じて前記位
相差補正信号を生成する位相差補正信号発生回路
と、前記位相差検出回路出力の時間的な変化分を
検出する周波数差検出回路と、該周波数差検出回
路の出力により発振周波数が制御されその出力が
前記標本化の標本化クロツクとして供される電圧
制御発振器とから成る直交多重信号のデイジタル
処理形受信装置におけるパイロツト位相・周波数
制御回路。