JPS6342526A - 伝送路歪等化装置 - Google Patents
伝送路歪等化装置Info
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- JPS6342526A JPS6342526A JP61185212A JP18521286A JPS6342526A JP S6342526 A JPS6342526 A JP S6342526A JP 61185212 A JP61185212 A JP 61185212A JP 18521286 A JP18521286 A JP 18521286A JP S6342526 A JPS6342526 A JP S6342526A
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- output
- distortion
- coefficient
- signal
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明はＱＡＭ （直交振幅変調）伝送系で生じる非線
形歪を受信機側で軽減ずることを目的とした伝送路歪等
化装置に関する。
形歪を受信機側で軽減ずることを目的とした伝送路歪等
化装置に関する。
（従来の技術）
ディジタル通信における変調方式には各稽のものがある
が、なかでも互に９０°位相の異る２つの同一周波数搬
送波に、多値振幅変調を施した上でこれらを合成するＱ
ＡＭ方式は、周波数有効利用という利点を有するために
殊にディジタル無線通信において広く用いられている。
が、なかでも互に９０°位相の異る２つの同一周波数搬
送波に、多値振幅変調を施した上でこれらを合成するＱ
ＡＭ方式は、周波数有効利用という利点を有するために
殊にディジタル無線通信において広く用いられている。
人工術屋経由のディジタル通信もその一つであるが、術
屋通信において特徴的なことは、衛星塔載の中継増幅器
（主として進行波管が用いられる）の能力を最大限に発
揮させるために、通常増幅器が非線形領域で使用され、
かつその後に帯域制限回路を伴うことである。ＱＡＭ変
調波は伝送路特性が線形であれば、本来、隣接タイムス
ロット間での符号量干渉が０になるように伝受信フィル
タを設計できるはずであるが、上記のように伝送路に帯
域制限非線形特性が存在すると、線形フィルタのみでは
どうしても補償することのできない符号量干渉が生じる
。
屋通信において特徴的なことは、衛星塔載の中継増幅器
（主として進行波管が用いられる）の能力を最大限に発
揮させるために、通常増幅器が非線形領域で使用され、
かつその後に帯域制限回路を伴うことである。ＱＡＭ変
調波は伝送路特性が線形であれば、本来、隣接タイムス
ロット間での符号量干渉が０になるように伝受信フィル
タを設計できるはずであるが、上記のように伝送路に帯
域制限非線形特性が存在すると、線形フィルタのみでは
どうしても補償することのできない符号量干渉が生じる
。
このような非線形歪を等化する手段として、従来第４図
に示す方式が公知である（ Ｅ、Ｂｉｇｌｉｅｒｉほか
’ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｏ
ｆ Ｎｏｎ１ｉｎｅａｒ Ｉｎ−ｔｅｒｓｙｍｂｏｌ
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｆｏｒ Ｖｏｉｃｅｂａｎ
ｄ ＤａｔａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ 、 ＩＥ
Ｅｈ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ ５ｅｌｅｃｔｅｄ
Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｒｒｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
、 ｖｏｌ、５ＡＣ−２，Ｎｈ ５ 。
に示す方式が公知である（ Ｅ、Ｂｉｇｌｉｅｒｉほか
’ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｏ
ｆ Ｎｏｎ１ｉｎｅａｒ Ｉｎ−ｔｅｒｓｙｍｂｏｌ
Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｆｏｒ Ｖｏｉｃｅｂａｎ
ｄ ＤａｔａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ 、 ＩＥ
Ｅｈ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ ５ｅｌｅｃｔｅｄ
Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｒｒｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
、 ｖｏｌ、５ＡＣ−２，Ｎｈ ５ 。
５ｅｐｔ、 １９８４１）ｐ、７６５−７７７ ）。た
だし、第４図は上記文献に直接記載されているものでは
なく、従来方式の考え方の要点を説明するために簡略化
して示したものである。
だし、第４図は上記文献に直接記載されているものでは
なく、従来方式の考え方の要点を説明するために簡略化
して示したものである。
同図において、入力端子ｌには受信ＱＡＭＪ号を直交検
波器にようてベースバンド複素信号に変換したものが入
力される。ベースバンド複素信号とは、ＱＡＭ変調波を
（２）ωｃｔと―ωＣ１（ω０は搬送波周波数）という
互に直交する搬送波で検波した２チヤンネルのベースバ
ンド波形をクロック周期Ｔでサンプリングして得られた
サンプル値系列（ｐ（ｎＴ））および（ｇ（ｎＴ））を
、複素数系列１Ａ（ｎ））ただし、 Ａ（ｎ）＝ｐ（
ｎＴ）＋ｊｇ（ｎＴ） （１）で表示したものであ
る。
波器にようてベースバンド複素信号に変換したものが入
力される。ベースバンド複素信号とは、ＱＡＭ変調波を
（２）ωｃｔと―ωＣ１（ω０は搬送波周波数）という
互に直交する搬送波で検波した２チヤンネルのベースバ
ンド波形をクロック周期Ｔでサンプリングして得られた
サンプル値系列（ｐ（ｎＴ））および（ｇ（ｎＴ））を
、複素数系列１Ａ（ｎ））ただし、 Ａ（ｎ）＝ｐ（
ｎＴ）＋ｊｇ（ｎＴ） （１）で表示したものであ
る。
いま、ＩＡ（ｎ）目ζ対応する送信符号系列を（Ａ 。
（ｎ））とする。（Ａｏ（ｎ月によってＱＡＭ変調され
た高周波信号（ωｃ／２ｒ＞＞１／Ｔとする）が帯域制
限非線形伝送路を経由したとすると、これを復調して得
られるベースバンド信号（Ａ（ｎ））は一般に次のよう
になる。
た高周波信号（ωｃ／２ｒ＞＞１／Ｔとする）が帯域制
限非線形伝送路を経由したとすると、これを復調して得
られるベースバンド信号（Ａ（ｎ））は一般に次のよう
になる。
Ａ（ｎ） ＝ΣｃｔＡｏ （ｎ ｒ−）に
（ｎ −ｇ４ ）Ａ、”（ｎ−５１１）＋ ・・・・・
・・・・ （２）ただ
し、＊は共役複素数を表す。
・・・・ （２）ただ
し、＊は共役複素数を表す。
この式で、第１項は線形歪、第２項以下が非線形歪（第
２項が３次歪、第３項が５次歪等）を表している。
２項が３次歪、第３項が５次歪等）を表している。
第４図において、線形等化器５は上式第１項の線形歪を
等化するためのもので、例えばトランスバーサル型自動
等化器がよく知られている。その出力をｌ Ａ’ （ｎ
） ）とする。（Ａ’（ｒｌ））は第１の符号判定器に
入力され、判定結果（２（ｎ） ）が得られる。線形歪
は線形等化器５に上って既に等比隣であるとすれば、（
Ａ／幹））は第（２）式第２項以下に対応する非線形歪
のみを含む。この非線形歪が十分に小さくかつ信号に重
畳された雑音も小さければ、（２（ｎ） ）は送信符号
（Ａ Ｏ（ｎ） ）に一致するはずである。一般にはこ
の仮定は必ずしも満足されていないので、（Ｑ（ｎ））
が（人。（ｎ））に常に一致するとは限らないがかなり
高い確率で一致することは期待しつる。
等化するためのもので、例えばトランスバーサル型自動
等化器がよく知られている。その出力をｌ Ａ’ （ｎ
） ）とする。（Ａ’（ｒｌ））は第１の符号判定器に
入力され、判定結果（２（ｎ） ）が得られる。線形歪
は線形等化器５に上って既に等比隣であるとすれば、（
Ａ／幹））は第（２）式第２項以下に対応する非線形歪
のみを含む。この非線形歪が十分に小さくかつ信号に重
畳された雑音も小さければ、（２（ｎ） ）は送信符号
（Ａ Ｏ（ｎ） ）に一致するはずである。一般にはこ
の仮定は必ずしも満足されていないので、（Ｑ（ｎ））
が（人。（ｎ））に常に一致するとは限らないがかなり
高い確率で一致することは期待しつる。
そこで、第（２）式を参照しながら
匂）
△＊
に４）Ａ（ｎ−、ｃ、）
なる信号系列Ｉ Ａｓ （ｎ） ）を作り、α 等
の係数に□ｇ、に３ を適切に設定すれば、（Ａｓ （ｎ） ）は、線形等化
器５出力（Ａ’（ｎ））に比して非線形歪成分がかなり
軽減されているはずである。上式の演算は第４図におい
て次のように実行される。
の係数に□ｇ、に３ を適切に設定すれば、（Ａｓ （ｎ） ）は、線形等化
器５出力（Ａ’（ｎ））に比して非線形歪成分がかなり
軽減されているはずである。上式の演算は第４図におい
て次のように実行される。
符号判定器２０の出力（Ａ（ｎ） ）は、夕・プ付遅延
線２５に導入され、このタップ付遅延！２５のり・プ出
力の３個の組〔企（ｎ−に１）、企（ｎ−５２）。
線２５に導入され、このタップ付遅延！２５のり・プ出
力の３個の組〔企（ｎ−に１）、企（ｎ−５２）。
△
らない）が乗算回路３５に５個の組（Ａ（ｎ−にｍ）。
△ △
Ａ （ｎ −＆ ＠ ） 、・・・、Ａ（ｎ−匂）〕（
に８．に１．・・・、にＳは必ずしも異るとは限らない
）が乗算回路３６に導入され、第（３）式の第２項およ
び第３項内の各成分が計算される。乗算回路３５の各出
力には係数α４２．２が乗算回路３６の各出力には係数
α。９．２８が係数回路３７で掛算された後、これらは
すべて加算回路３８に導入される。この加算回路出力は
第（３）式第２項右よぴ第３項にほかならないので、こ
れを減算回路９０の一方の入力端子に、また他方の入力
端子には線形等化器５の出力Ａ ’ （ｎ）を遅延回路
４６を介して印加すれば第（３）式左辺（〜ｎ））が得
られる。
に８．に１．・・・、にＳは必ずしも異るとは限らない
）が乗算回路３６に導入され、第（３）式の第２項およ
び第３項内の各成分が計算される。乗算回路３５の各出
力には係数α４２．２が乗算回路３６の各出力には係数
α。９．２８が係数回路３７で掛算された後、これらは
すべて加算回路３８に導入される。この加算回路出力は
第（３）式第２項右よぴ第３項にほかならないので、こ
れを減算回路９０の一方の入力端子に、また他方の入力
端子には線形等化器５の出力Ａ ’ （ｎ）を遅延回路
４６を介して印加すれば第（３）式左辺（〜ｎ））が得
られる。
（Ａ、（ｎ月は（Ａ ’ （ｆｌ）目こ比して非線形歪
が軽減されているので、これを第２の符号点判定器１０
０に入力して得られる判定結果（企・値））は（Ａ（ｎ
））よりも高い確率で送信符号（Ａ Ｏ（ｎ） ）に一
致する。すなわち符号誤り率が減少する。
が軽減されているので、これを第２の符号点判定器１０
０に入力して得られる判定結果（企・値））は（Ａ（ｎ
））よりも高い確率で送信符号（Ａ Ｏ（ｎ） ）に一
致する。すなわち符号誤り率が減少する。
ここで係数α、□、３およびαゎ、Ｃ工３．６をどのよ
うにして最適化するかについては、従来方式の問題点を
指摘する上で特に必要とは認められないので説明を省略
する。
うにして最適化するかについては、従来方式の問題点を
指摘する上で特に必要とは認められないので説明を省略
する。
上述の従来方式における最大の問題点は、必要とされる
乗算回路３５および３６、および係数掛算回路３７の個
数である。
乗算回路３５および３６、および係数掛算回路３７の個
数である。
すなわち、！（３１式第２項および第３項の各成分を構
成する３個または５個のタップの組合わせはにの範囲を
どこまで取るかによって異るが、例えばにの範囲を−２
〜２とすれば、３個の組は５３；１２５（通り）、５個
の組は５’＝ ３１２５ Ｃ通り）という極めて大きな
数になる。これらの組合わせをすべて採用するのは余り
にも非現実的なので、実際にはこれらの中から重要度の
高い順にある限られた数だけを選択せざるを得ない。し
かしながらその個数制限を厳しくすれば、代償として非
線形歪補償性能が劣化するのは当然である。また、第（
３）式では非線形歪を５次項までで打切ったが、これは
更に高次項まで取るとタップの組合わせの数がますます
膨大になるからであうで、５次項までとれば近似が十分
という保証があるわけではない。
成する３個または５個のタップの組合わせはにの範囲を
どこまで取るかによって異るが、例えばにの範囲を−２
〜２とすれば、３個の組は５３；１２５（通り）、５個
の組は５’＝ ３１２５ Ｃ通り）という極めて大きな
数になる。これらの組合わせをすべて採用するのは余り
にも非現実的なので、実際にはこれらの中から重要度の
高い順にある限られた数だけを選択せざるを得ない。し
かしながらその個数制限を厳しくすれば、代償として非
線形歪補償性能が劣化するのは当然である。また、第（
３）式では非線形歪を５次項までで打切ったが、これは
更に高次項まで取るとタップの組合わせの数がますます
膨大になるからであうで、５次項までとれば近似が十分
という保証があるわけではない。
第４図の構成を実現するに要するハードウェア量は、符
号伝送速度によって当然異る。例えば電話回線データ伝
送では、乗算回路３５および３６や係数掛算回路３７は
、ある程度ハードウェアの時分割多重使用が可能である
が、衛星回線となると数十Ｍ ｂ／ｓのオーダのディジ
タル伝送が想定されるので、バードウ、アの時分割多重
使用は期待できない。後者の場合、第４図の構成で十分
な非線形歪補償効果を得ようとすれば、そのハードウェ
ア規模は極めて大きいものとなり、実現性に乏しい。
号伝送速度によって当然異る。例えば電話回線データ伝
送では、乗算回路３５および３６や係数掛算回路３７は
、ある程度ハードウェアの時分割多重使用が可能である
が、衛星回線となると数十Ｍ ｂ／ｓのオーダのディジ
タル伝送が想定されるので、バードウ、アの時分割多重
使用は期待できない。後者の場合、第４図の構成で十分
な非線形歪補償効果を得ようとすれば、そのハードウェ
ア規模は極めて大きいものとなり、実現性に乏しい。
（発明が解決しようとする問題点）
上述の従来技術の問題点を要約すれば、十分な非線形歪
補償性能を実現しようとすれば、ハードウェアコストが
非現実的な程度に膨大になり、またハードウェアコスト
を妥当な値に節減すれば、十分な性能を達成できなくな
るということである。
補償性能を実現しようとすれば、ハードウェアコストが
非現実的な程度に膨大になり、またハードウェアコスト
を妥当な値に節減すれば、十分な性能を達成できなくな
るということである。
そこで、本発明は上述のような従来技術の問題点に鑑み
、従来技術に比してはるかに小規模のハードウェアで、
従来技術と同等ないしそれ以上の非線形歪補償性能を有
する伝送路歪等化装置を提供することを目的とする。
、従来技術に比してはるかに小規模のハードウェアで、
従来技術と同等ないしそれ以上の非線形歪補償性能を有
する伝送路歪等化装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段）
この発明は、離散的な複素符号点を有する鳴（Ｍ文種幅
変調）伝送系の受信機での伝送路歪等化装置において、
第一のベースバンド複素信号を入力とする符号点判定器
と、核符号点判定器出力を変調信号とするＱＡＭ変調器
と、該ＱＡＭ変調器出力に所定の伝送特性を課す帯域制
限非線形回路と、該帯域制限非線形回路を経由したＱＡ
Ｍ変調波を第二のベースバンド複素信号に変換する直交
検波器と、該第二のベースバンド複素信号またはその時
間シフト線形和から前記符号点判定器出力の時間シフト
信号を減算する第一の減算回路と、該第一の減算回路出
力に複素係数を乗ずる係数掛算回路と、前記第一のベー
スバンド複素信号の時間シフト信号から前記係数掛算回
路出力を減ずる第二の減算回路と、および、前記第二の
減算回路出力中の歪成分を軽減ずるように前記係数掛算
回路の複素係数を設定する手段とを備えたことを特徴と
する。
変調）伝送系の受信機での伝送路歪等化装置において、
第一のベースバンド複素信号を入力とする符号点判定器
と、核符号点判定器出力を変調信号とするＱＡＭ変調器
と、該ＱＡＭ変調器出力に所定の伝送特性を課す帯域制
限非線形回路と、該帯域制限非線形回路を経由したＱＡ
Ｍ変調波を第二のベースバンド複素信号に変換する直交
検波器と、該第二のベースバンド複素信号またはその時
間シフト線形和から前記符号点判定器出力の時間シフト
信号を減算する第一の減算回路と、該第一の減算回路出
力に複素係数を乗ずる係数掛算回路と、前記第一のベー
スバンド複素信号の時間シフト信号から前記係数掛算回
路出力を減ずる第二の減算回路と、および、前記第二の
減算回路出力中の歪成分を軽減ずるように前記係数掛算
回路の複素係数を設定する手段とを備えたことを特徴と
する。
（作 用）
本発明は非線形歪を受けたＱＡＭ変調波を復号するに際
し、受信復調波形から送信符号系列を推定し、推定され
た送信符号系列を実際の伝送系の伝送特性を楔債するＱ
ＡＭ変調回路、帯域制限非線形回路、および復調回路に
通すことによって実際の伝送系で生じるのと等価な非線
形歪を発生せしめこの歪成分を受信復調波形から差引く
ことによって、受信復調波形中の歪成分を相殺しようと
するものである。
し、受信復調波形から送信符号系列を推定し、推定され
た送信符号系列を実際の伝送系の伝送特性を楔債するＱ
ＡＭ変調回路、帯域制限非線形回路、および復調回路に
通すことによって実際の伝送系で生じるのと等価な非線
形歪を発生せしめこの歪成分を受信復調波形から差引く
ことによって、受信復調波形中の歪成分を相殺しようと
するものである。
すなわち、まず受信復調波形であるベースバンド複素信
号を第１の符号点判定器に入力することによって、送信
符号系列に類似した符号系列を得これを変調入力として
ＱＡＭ変調波を作る。次にこれを帯域制限非線形回路を
通過させることによ−て、実際の伝送路で生じたのと等
価な非線形歪をＱＡＭ変調波に生じせしめる。これを直
交検波器で復調すれば、歪成分を含むベースバンド複素
信号が得られる。このベースバンド複素信号は歪成分と
共に信号成分をも含んでいるので、第１の減算回路にお
いて前記第１の符号点判定器出力を差引けば歪成分だけ
が残る。この歪成分に適当な係数（複素数）を掛けたも
のを、もともとの入力ベースパント複素信号から差引く
ことによって、この入力ベースパント複素信号に含まれ
ていた歪成分が軽減せしめられる。
号を第１の符号点判定器に入力することによって、送信
符号系列に類似した符号系列を得これを変調入力として
ＱＡＭ変調波を作る。次にこれを帯域制限非線形回路を
通過させることによ−て、実際の伝送路で生じたのと等
価な非線形歪をＱＡＭ変調波に生じせしめる。これを直
交検波器で復調すれば、歪成分を含むベースバンド複素
信号が得られる。このベースバンド複素信号は歪成分と
共に信号成分をも含んでいるので、第１の減算回路にお
いて前記第１の符号点判定器出力を差引けば歪成分だけ
が残る。この歪成分に適当な係数（複素数）を掛けたも
のを、もともとの入力ベースパント複素信号から差引く
ことによって、この入力ベースパント複素信号に含まれ
ていた歪成分が軽減せしめられる。
上記したように、本発明においては受信機側で非線形歪
を模擬的に発生させる手段として、従来技術における多
数個のタップ出力乗算回路および係数掛算回路に代−て
、ただ１組のＱＡＭ変調器、帯域制限非縁形回路、直交
検波器および係数掛算回路を用いるのでハードウェア構
成が大幅に簡単化される。更に、例えば衛星中継増幅器
のようにその非線形特性が予め分っている場合には、受
信側でこれと等価な非線形回路を用意することは容易な
ので、近似度の高い模擬歪を発生させることができ、そ
の結果、残留歪の極めて小さい伝送路歪補償装置を実現
することができる。
を模擬的に発生させる手段として、従来技術における多
数個のタップ出力乗算回路および係数掛算回路に代−て
、ただ１組のＱＡＭ変調器、帯域制限非縁形回路、直交
検波器および係数掛算回路を用いるのでハードウェア構
成が大幅に簡単化される。更に、例えば衛星中継増幅器
のようにその非線形特性が予め分っている場合には、受
信側でこれと等価な非線形回路を用意することは容易な
ので、近似度の高い模擬歪を発生させることができ、そ
の結果、残留歪の極めて小さい伝送路歪補償装置を実現
することができる。
（実施例）
本発明の第１の実施例を第１図を用いて説明する。
いま送信符号系列は、複素数で表して（Ａｏ（ｎ））で
あり、これが送信ＱＡＭ変調器を介して送信され何らか
の線形および非線形歪を与える伝送路を経由して受信さ
れるものとする。
あり、これが送信ＱＡＭ変調器を介して送信され何らか
の線形および非線形歪を与える伝送路を経由して受信さ
れるものとする。
受信ＱＡＭ変調波は、適当な中間周波数に周波数変換さ
れた後、互いに直交する一組の復調搬送波で同期検波さ
れるものとし、その検波出力のサンプル値系列を（Ａ（
ｎ） ）とする。
れた後、互いに直交する一組の復調搬送波で同期検波さ
れるものとし、その検波出力のサンプル値系列を（Ａ（
ｎ） ）とする。
この（Ａ（ｎ） ）が、第１図の入力端子１０に印加さ
れる入力信号で、以後第一のベースバンド複素信号と称
する。これは２分され、一方は符号点判定器２０に印加
される。符号点判定器２０はＡ（ｎ）を見て、それに対
応する送信符号Ａｏ（ｎ）は何であったかを推定する働
きをするものである。推定され△ た符号点をＡ（ｎ）とする。Ａ（ｎ）は一般に歪や雑音
を含むから、この推定は常に正しい結果を与えるとは限
らないが、通常想定される条件下では、Ａ（ｎ）はかな
りの確率でＡ ｏ （ｎ）に一致するか、または少くと
もＡ ｏ （ｎ）の比較的近傍に存在する他の符号点の
うちのいずれかには一致する。
れる入力信号で、以後第一のベースバンド複素信号と称
する。これは２分され、一方は符号点判定器２０に印加
される。符号点判定器２０はＡ（ｎ）を見て、それに対
応する送信符号Ａｏ（ｎ）は何であったかを推定する働
きをするものである。推定され△ た符号点をＡ（ｎ）とする。Ａ（ｎ）は一般に歪や雑音
を含むから、この推定は常に正しい結果を与えるとは限
らないが、通常想定される条件下では、Ａ（ｎ）はかな
りの確率でＡ ｏ （ｎ）に一致するか、または少くと
もＡ ｏ （ｎ）の比較的近傍に存在する他の符号点の
うちのいずれかには一致する。
符号点判定器２０の出力Ａ（ｎ）はψＷ変調器３０に導
入される。ＱＡＭ変調器３０は、互いに直交する２つの
搬送波をそれぞれ（Ａ（ｎ） ）の実数部および虚数部
に対応するベースバンド波形で平衡変調した上で合成す
るもので、搬送波周波数の点を除いては、送信機内のＱ
ＡＭｉ調器を模擬している。
入される。ＱＡＭ変調器３０は、互いに直交する２つの
搬送波をそれぞれ（Ａ（ｎ） ）の実数部および虚数部
に対応するベースバンド波形で平衡変調した上で合成す
るもので、搬送波周波数の点を除いては、送信機内のＱ
ＡＭｉ調器を模擬している。
ＱＡＭ変調器３０の出力は、帯域制限非線形回路４０を
経由して直交検波器５０に入力されるが、ここで帯域制
限非線形回路４０は、例えば衛星搭載中継器のような実
際の非線形伝送路をできるだけ忠実に模擬したものであ
る。
経由して直交検波器５０に入力されるが、ここで帯域制
限非線形回路４０は、例えば衛星搭載中継器のような実
際の非線形伝送路をできるだけ忠実に模擬したものであ
る。
上記直交検波器５０の出力をサンプル値系列ｌ Ａｘ
（ｎ） ）で表し、以後これを第二のベースバンド複素
信号と称する。（Ａ、（ｎ））は（郊））に対応する信
号であるが（６口そのものではなく、何らかの歪が付加
されたものである。
（ｎ） ）で表し、以後これを第二のベースバンド複素
信号と称する。（Ａ、（ｎ））は（郊））に対応する信
号であるが（６口そのものではなく、何らかの歪が付加
されたものである。
次に第一の減算回路７０において、上記第二のベースバ
ンド複素信号から、前述の符号判定器２０の出力（Ｑ（
ｎ））を差引く。なお、この際、（Ｑ（ｎ）＞をそのま
＼差引くのではなく、ｌ Ａ（ｎ） ］を遅延回路４５
を経由させることによって、所定時間だけ遅延させてい
る。この遅延時間は（会（ｎ））が、 ＱＡＭ変調器３
０、帯域制限・非線形回路４０および直交検波器５０を
経由して（Ａｔ（ｎ））に至るのに要する時間に一致さ
せる。これによ△ うて、第一の減算回路７０の出力には（Ａ（ｎ） ］が
（Ａｚ （ｎ） ）に至る過程で生じた工法の歪成分［
ｄ’（ｎン）が表れる。
ンド複素信号から、前述の符号判定器２０の出力（Ｑ（
ｎ））を差引く。なお、この際、（Ｑ（ｎ）＞をそのま
＼差引くのではなく、ｌ Ａ（ｎ） ］を遅延回路４５
を経由させることによって、所定時間だけ遅延させてい
る。この遅延時間は（会（ｎ））が、 ＱＡＭ変調器３
０、帯域制限・非線形回路４０および直交検波器５０を
経由して（Ａｔ（ｎ））に至るのに要する時間に一致さ
せる。これによ△ うて、第一の減算回路７０の出力には（Ａ（ｎ） ］が
（Ａｚ （ｎ） ）に至る過程で生じた工法の歪成分［
ｄ’（ｎン）が表れる。
ところで、送信符号系列（Ａ ｏ（ｎ） ）が、伝送路
を経由して受信側で第一のベースバンド複素信号ｌ Ａ
（ｎ） ）として復調される過程において生じる歪成分
を１ｄ（ｎ））とすると、これは上記（ｄ’（ｎ））に
かなり類似したものである。何故ならば、二つの場合の
変調器入力系列（Ａｏ（ｎ））および（Ａ（ｎ））は前
述のように、かなり似かようたものであり、しかもこれ
らは互いに類似した伝送路特性を経由して、それぞれ歪
成分（ｄ（ｎ））あるいはｉｄ’（ｎ月を伴うに至るか
らである。
を経由して受信側で第一のベースバンド複素信号ｌ Ａ
（ｎ） ）として復調される過程において生じる歪成分
を１ｄ（ｎ））とすると、これは上記（ｄ’（ｎ））に
かなり類似したものである。何故ならば、二つの場合の
変調器入力系列（Ａｏ（ｎ））および（Ａ（ｎ））は前
述のように、かなり似かようたものであり、しかもこれ
らは互いに類似した伝送路特性を経由して、それぞれ歪
成分（ｄ（ｎ））あるいはｉｄ’（ｎ月を伴うに至るか
らである。
第１図に戻うて、第一の減算回路７ｏの出力ｌｄ’（ｒ
ｌ））に対して係数掛算回路８ｏで、複素係数αが乗ぜ
られ（αｄ’（ｎ））が得られる。
ｌ））に対して係数掛算回路８ｏで、複素係数αが乗ぜ
られ（αｄ’（ｎ））が得られる。
第二の減算回路９０に右いてその一人カは、第一のベー
スバンド複素信号（Ａ（ｎ） ）を遅延回路４６に通し
たものから、上記係数掛算回路８ｏの出方である（αｄ
’ （ｎ） ｌが差し引かれ、その結果が出方端子１
５に出力される。ここで、遅延回路４６の役割りは遅延
回路４５と同様である。
スバンド複素信号（Ａ（ｎ） ）を遅延回路４６に通し
たものから、上記係数掛算回路８ｏの出方である（αｄ
’ （ｎ） ｌが差し引かれ、その結果が出方端子１
５に出力される。ここで、遅延回路４６の役割りは遅延
回路４５と同様である。
第二の減算回路９０の出力を（Ａ、（ｎ月とするとＡｘ
（ｎ）＝Ａ（ｎ） ａｄ’（ｎ）
＋４＋であるが、Ａ（ｎ）はもともとＡ Ｏ＜ｎ）４Ｃ
歪ｄ（ｎ）と雑音Ｗ（ｎ）が加わったものであるから Ａ、（ｎ）＝ＡＯ（ｎ）＋ ｌ ｄ（ｎ）−ａ ｄ’
（ｎ） ） ＋Ｗ（ｎ） （５１となる。
（ｎ）＝Ａ（ｎ） ａｄ’（ｎ）
＋４＋であるが、Ａ（ｎ）はもともとＡ Ｏ＜ｎ）４Ｃ
歪ｄ（ｎ）と雑音Ｗ（ｎ）が加わったものであるから Ａ、（ｎ）＝ＡＯ（ｎ）＋ ｌ ｄ（ｎ）−ａ ｄ’
（ｎ） ） ＋Ｗ（ｎ） （５１となる。
いま、雑音ｗ（ｎ沙時間平均が０であるとすると、第二
の減′Ｊ！を回路９０出力Ａｔ（ｎ）に含まれる歪成分
の期待値は ”（Ａｙ（＊）−ＡＯ（ｎ））＝Ｅ（ｄ（ｎ） ａｄ’
（ｎ）） （６１となる。これに対して、第一のベ
ースバンド複素信号Ａ（ｎ）に含まれる歪成分の期待値
はＥ （Ａ（ｎ）−Ａｏ（ｎ）） ＝Ｂ （ｄ（ｎ））
（７１であった。前述のように、１ｄ（
ｎ））と（ｄ’（ｎ））は必ずしも一致しないまでもか
なり似通・たものであるから、第４式におけるαを手動
調整手段８５によ−て適切な値に設定すれば Ｅ（Ａｔ（ｎ） Ａｏ（ｎ）、ｌ ＜ Ｅ （Ａ（ｎ
）−Ａｏ（ｎ）〕が成立つ。すなわち、本装置の最終出
力ＬＡ、（ｎ））に含まれる歪成分は、本装置への入力
Ｉ Ａ（ｎ） ）に含まれていた歪成分に比して、期待
値の意味で減少する。
の減′Ｊ！を回路９０出力Ａｔ（ｎ）に含まれる歪成分
の期待値は ”（Ａｙ（＊）−ＡＯ（ｎ））＝Ｅ（ｄ（ｎ） ａｄ’
（ｎ）） （６１となる。これに対して、第一のベ
ースバンド複素信号Ａ（ｎ）に含まれる歪成分の期待値
はＥ （Ａ（ｎ）−Ａｏ（ｎ）） ＝Ｂ （ｄ（ｎ））
（７１であった。前述のように、１ｄ（
ｎ））と（ｄ’（ｎ））は必ずしも一致しないまでもか
なり似通・たものであるから、第４式におけるαを手動
調整手段８５によ−て適切な値に設定すれば Ｅ（Ａｔ（ｎ） Ａｏ（ｎ）、ｌ ＜ Ｅ （Ａ（ｎ
）−Ａｏ（ｎ）〕が成立つ。すなわち、本装置の最終出
力ＬＡ、（ｎ））に含まれる歪成分は、本装置への入力
Ｉ Ａ（ｎ） ）に含まれていた歪成分に比して、期待
値の意味で減少する。
本装置の最終出力である第二の減算回路９ｏ出力Ａｔ（
ｎ）は破線で図示した符号点判定器１００において、離
散的な符号点会−）に変換されるが、この部分は本実施
例の特有な構成要件ではないので詳細は略す。符号誤り
率という観点から言えば、符号点判定器２０の出力であ
る（Ａ（ｎ月と、符号点判定器１００の出力（”ｔ（ｎ
））とでは、後者の方が符号誤り率がより小さいと言う
ことになる。
ｎ）は破線で図示した符号点判定器１００において、離
散的な符号点会−）に変換されるが、この部分は本実施
例の特有な構成要件ではないので詳細は略す。符号誤り
率という観点から言えば、符号点判定器２０の出力であ
る（Ａ（ｎ月と、符号点判定器１００の出力（”ｔ（ｎ
））とでは、後者の方が符号誤り率がより小さいと言う
ことになる。
本実施例によれば、第一の減算回路７ｏの出方とじて得
られる歪成分１ｄ’（ｎ）］は、第４図に示した従来の
伝送路歪等化装置における場合のように伝送路で生ずる
歪のごく一部の成分だけを模擬するのではなくて、歪全
体を模發しているから、これを受信信号から差し引くこ
とによって得られる最終出力Ｉ Ａｘ （ｎ） ）は、
第４図における場合の最終出力に比して歪成分がより小
さくなるという効果が得られる。また、模責歪を発生さ
せるための回路も、第４図の構成に比べてはるかに簡略
化されるという利点を有する。
られる歪成分１ｄ’（ｎ）］は、第４図に示した従来の
伝送路歪等化装置における場合のように伝送路で生ずる
歪のごく一部の成分だけを模擬するのではなくて、歪全
体を模發しているから、これを受信信号から差し引くこ
とによって得られる最終出力Ｉ Ａｘ （ｎ） ）は、
第４図における場合の最終出力に比して歪成分がより小
さくなるという効果が得られる。また、模責歪を発生さ
せるための回路も、第４図の構成に比べてはるかに簡略
化されるという利点を有する。
第２図は本発明の他の実施例を示したものである。ここ
に示した構成は、第１図の場合とほとんど同じであるが
、直交検波器５０と第一の減算回路７０との間に、線形
等化器６０が挿入されている点が異る。これは同図に破
線で示すように、入力端子１０の前に線形等化器５が設
置されている場合に必要となるものである。このときに
は、線形等化器５も送受全体としての伝送系の一部を構
成することになるので、模擬歪を作る経路にも、線形等
化器５と同じ特性の線形等化器５０を挿入する必要が生
じるわけである。
に示した構成は、第１図の場合とほとんど同じであるが
、直交検波器５０と第一の減算回路７０との間に、線形
等化器６０が挿入されている点が異る。これは同図に破
線で示すように、入力端子１０の前に線形等化器５が設
置されている場合に必要となるものである。このときに
は、線形等化器５も送受全体としての伝送系の一部を構
成することになるので、模擬歪を作る経路にも、線形等
化器５と同じ特性の線形等化器５０を挿入する必要が生
じるわけである。
第３図は更に他の実施例の一部を示すものである。さき
の２つの実施力においては、係数掛算回路８０の係数を
設定する手段は手動としたが、本実施例はこの部分を自
動化したものである。
の２つの実施力においては、係数掛算回路８０の係数を
設定する手段は手動としたが、本実施例はこの部分を自
動化したものである。
すなわち、符号点判定器１００の入力Ａｔ（ｎ）と出力
Ａｔ（ｎ） から減算回路１００に上、てｅり入ｅ（
ｎ） ＝潟（ｎ）−気（ｎ） （８
１を求め、更に乗算回路１２０によってｅ（ｎ）と第二
の減算回路７０の出力ｄ ’ （ｎ）との積ｅ （ｎ）
ｄ ’（ｎ）を計算する。これを用いて、係数修正回路
１３０によって、係数αを ａ （ｎ＋１）＝ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）ｄ’（ｎ）
（９）ただし、μは正の微小定数 のように遂次修正すればよい。その理由を次に述べる。
Ａｔ（ｎ） から減算回路１００に上、てｅり入ｅ（
ｎ） ＝潟（ｎ）−気（ｎ） （８
１を求め、更に乗算回路１２０によってｅ（ｎ）と第二
の減算回路７０の出力ｄ ’ （ｎ）との積ｅ （ｎ）
ｄ ’（ｎ）を計算する。これを用いて、係数修正回路
１３０によって、係数αを ａ （ｎ＋１）＝ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）ｄ’（ｎ）
（９）ただし、μは正の微小定数 のように遂次修正すればよい。その理由を次に述べる。
いま、目的はＡｓ （ｎ） Ａｏ（ｎ）の２乗平均りを
最小化することであるとする。第５式を採用すれば、＋
１（１ であるから ” ２ Ｅ （（Ａｔ （ｎ）−Ａ ｏ（ｎ） ）
ｄ’ （ｎ））２Ｅ（（Ａｍ（ｎ） Ａｔ（ｎ））
ｄ’（ｎ））” ２ Ｅ （ｅ（ｎ）ｄ’（ｎ）
） （、υとなって、第９式はＤを
最小化する方向になっていることが分る。
最小化することであるとする。第５式を採用すれば、＋
１（１ であるから ” ２ Ｅ （（Ａｔ （ｎ）−Ａ ｏ（ｎ） ）
ｄ’ （ｎ））２Ｅ（（Ａｍ（ｎ） Ａｔ（ｎ））
ｄ’（ｎ））” ２ Ｅ （ｅ（ｎ）ｄ’（ｎ）
） （、υとなって、第９式はＤを
最小化する方向になっていることが分る。
以上の説明では、基調方式はＱＡＭであるとじたが、こ
こで言うＱＡＭとは信号点配置が同相分−直交公平面で
２次元的に配置されているような変調方式をすべて包含
する。例えば多相位相変調もその一つであることはもち
ろんである。
こで言うＱＡＭとは信号点配置が同相分−直交公平面で
２次元的に配置されているような変調方式をすべて包含
する。例えば多相位相変調もその一つであることはもち
ろんである。
本発明によれば、従来知られている伝送路歪等化装置に
比してはるかに簡単な構成で、なおかつ残留歪をより小
さくすることの可能な非線形歪の等化を目的とした伝送
路歪等化装置を提供することができる。
比してはるかに簡単な構成で、なおかつ残留歪をより小
さくすることの可能な非線形歪の等化を目的とした伝送
路歪等化装置を提供することができる。
第１図はこの発明の一実施例を示す図、第２図はこの発
明の他の実施例を示す図、第３図はこの発明の更に他の
実施例の一部を示す図、第４図は従来の非線形歪等化装
置の構成を示す図である。 ２０・・・符号点判定器、３０・・・ＱＡＭ変調器、４
０・・・帯域制限非線形回路、５０・・・直交検波器、
７０・・・第一の減算回路、８０・・・係数掛算回路、
８５・・・係数設定手段、９０・・・第二の減算回路。
明の他の実施例を示す図、第３図はこの発明の更に他の
実施例の一部を示す図、第４図は従来の非線形歪等化装
置の構成を示す図である。 ２０・・・符号点判定器、３０・・・ＱＡＭ変調器、４
０・・・帯域制限非線形回路、５０・・・直交検波器、
７０・・・第一の減算回路、８０・・・係数掛算回路、
８５・・・係数設定手段、９０・・・第二の減算回路。
Claims (1)
- （１）離散的な複素符号点を有するＱＡＭ（直交振幅変
調）伝送系の受信機において、第一のベースバンド複素
信号を入力とする符号点判定器と、該符号点判定器出力
を変調信号とするＱＡＭ変調器と、該ＱＡＭ変調器出力
に所定の伝送特性を課す帯域制限非線形回路と、該帯域
制限非線形回路を経由したＱＡＭ変調波を第二のベース
バンド複素信号に変換する直交検波器と、該第二のベー
スバンド複素信号またはその時間シフト線形和から前記
符号点判定器出力の時間シフト信号を減算する第一の減
算回路と、該第一の減算回路出力に複素係数を乗ずる係
数掛算回路と、前記第一のベースバンド複素信号の時間
シフト信号から前記係数掛算回路出力を減ずる第二の減
算回路と、および前記第二の減算回路出力中の歪成分を
軽減するように前記係数掛算回路の複素係数を設定する
手段とを備えたことを特徴とする伝送路歪等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61185212A JPS6342526A (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | 伝送路歪等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61185212A JPS6342526A (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | 伝送路歪等化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6342526A true JPS6342526A (ja) | 1988-02-23 |
Family
ID=16166832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61185212A Pending JPS6342526A (ja) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | 伝送路歪等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6342526A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0730591A (ja) * | 1991-09-03 | 1995-01-31 | At & T Corp | 非線形符号化装置およびその方法、非線形復号装置およびその方法、および非線形チャネルによるデータ伝送方法 |
| EP1317792A1 (de) * | 2000-09-12 | 2003-06-11 | Bombardier Transportation GmbH | Filterschaltungsanordnung für eine stromrichterschaltung |
-
1986
- 1986-08-08 JP JP61185212A patent/JPS6342526A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0730591A (ja) * | 1991-09-03 | 1995-01-31 | At & T Corp | 非線形符号化装置およびその方法、非線形復号装置およびその方法、および非線形チャネルによるデータ伝送方法 |
| EP1317792A1 (de) * | 2000-09-12 | 2003-06-11 | Bombardier Transportation GmbH | Filterschaltungsanordnung für eine stromrichterschaltung |
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