JPS6348128A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、高周波リンクを有する電力変換装置に関する
。 （従来の技術） 第】０図は、従来の高周波リンクを有する電力変換装置
の構成図を示すものである。 図中、　ＳＵＰは３相交流電源、Ｌ８は交流リアクトル
、ＣＣ−１は第１のサイクロコンバータ、ＣＧ−２は第
２のサイクロコンバータ、ＣＡＰは高周波進相コンデン
サ、Ｔｒｉ、Ｔｒ２は高周波絶縁トランス、ＩＭは誘導
電動機を各々示す。 また、制御回路として、電流検出器ＣＴｓ。 ＣＴＬ、電圧検出器Ｐ　Ｔｓ、　Ｐ　Ｔｃａｐ、回転速
度検出器ＰＧ−整流回路Ｄ、電圧制御回路ＡＶＲ１入力
電流制御回路ＡＣＲ１、位相制御回路ＰＨＣ，。 ＰＨＣ，、外部発振器０ｓＣ５速度制御回路５ＰＣ５出
力電流制御回路Ａ、ＣＲ２が用意されている。 以下、その動作を簡単に説明する。 第１のサイクロコンバータＣＣ−１は、進相コンデンサ
ＣＡＰに印加される電圧の波高値ＶＣａＰがほぼ一定に
なるよう（１，−電源Ｓ　Ｕ　Ｐから供給される電流■
８を制御する。 すなわち、電圧検出器ＰＴｃａｐ及び整流回路Ｌ）を介
して、進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値Ｖ　Ｃａ　Ｐ
を検出１．２、電圧制御回路Ａ　Ｖ　Ｒ１，：入力する
。 ＡＶＲでは、　当該電圧検出値ｖ　ｃａｐとその指令値
ｖ乙、を比較し、　その偏差を増幅Ｉ、７て、入力電流
■８の波高値指令’Ｔ　二Ｉｎを作る。当該波高値指令
Ｉ−に電源電圧■８に同期した単位止弦波ｓｊｎω８ｔ
、を乗じ、入力電流指令値■貴＝■乙・ｓｉｎｂ）ｇｔ
を作り、次の電流制御回路ＡＣＲ１に入力する。 ＡＣＲ，では、電流検出器ＣＴ、Ｈによって検出された
入力電流■８と、上記指令値丁＝を比較ｊ２、その偏差
を増幅し、第１のサイクロコンバータＣＣ−、、−１−
の位相制御回路Ｐ　ＨＣ、ｂニー人力する。　このとき
位相制御回＠　Ｐ　ＨＣ１の３相基準電圧ｅ　ａｔ　ｅ
　ｂ＋　ｅ　Ｑは、外部発振器０８ｃによ−）てケ、え
られる。 Ｖ　乙ｐ＞　Ｖ　ｃａｐとなった場合、　入力電流■８
が増加し、有効電力Ｐ、が電源Ｓ　Ｕ　Ｐから、進相コ
ンデンリ゛ＣＡ　Ｉ’に供給され、その分エネルギ・−
が蓄積されて、ｖｃａｐを増大させる。逆に、　ｖｅａ
Ｐ＞ｖ　ｃａｐとなった場へ、有効電力Ｐ、が負の値と
なり、進相コンデンリＣＡＰに蓄えられたエネルギ・−
が電源Ｓ　Ｔ、Ｊ　Ｐに回生さｉｔｌ、Ｖ０□、は減少
する。すなわち、常に、Ｖ　ｃａｐ　’：　−Ｖ　：ａ
ｐとなるように制御さ力。 る、。 にのとき、入力電流■８は電源電圧■８と同相の正弦波
間ご制御、ケｔｉ、るのＣ１入カカ率は常に１−となり
、しかも高調波成分がきわめ”τ”小さくなる特畏があ
る。 第２のサインＤ」ンバータＣＣ−、２ば、誘導電動機Ｉ
Ｍ　に０１変電圧ｒｑ変周波数の正弦波電流１．。 を供給するもので、電動機ＩＭを可変速）Ｖ転すること
がで、きる。以下、−６の動作を簡単に説明する。 喝なわち、ＰＣによって電動機■Ｍの回転速度ω１．を
検出し、速度制御回路Ｓ　Ｉ−’　Ｃに入力する。 ｓｐｃでは、当該速度検出値ω１．とその指令値ωやを
比較し、その偏差に１１□；じて、電動機Ｉ　Ｍ　１．
：ｌ：供給する電流ＩＬの振幅Ｉ　、＝□７位相０及び
周波数６）。を−３＝ 決定し、その指令値■ごを作る。 出力電流制御回路ＡＣＲ，，では、電流検出器ＣＴＩ、
によって検出されたた出力電流ＩＬと、上記指令値工ご
を比較し、　その偏差を増幅して、第２のサイクロコン
バータＣＣ−２の位相制御回路ＰＨＣ，に入力する。　
このとき、　位相制御回路Ｐ　Ｉ（Ｃ，の３相基準電圧
ｃａ＊ｅｂ＋ｅｃは外部発振器０５１、、によって句、
えられる。 ＣＣ−２の出力電流１買４はその指令値Ｔ二に一致する
ように制御されかつ、その結果、電動機１Ｍの回転速度
ω１は、その指令値ω、に一致するように制御される。 第１又は第２のサイクロコンバータのうち、少なくとも
一方を循環電流式サイクロコンバータどしておくごとに
より、前記進相コンデンサＣＡ　Ｐに印加さ４する電圧
Ｖ８．−Ｖ、っＶ。の周波数ｆｅａＰと位相を前記Ａ部
発振器Ｏｇｏの出力信号ｅ　ａｐ　ｅ　ｂｙ　ｅ　Ｃの
周波数ｆｅど位相に一致させる。＝とができる。。 その慶１作を筒中、に説明６ると次のようｔ、ニーなる
。 オなわら、位相制御回路Ｐ　ＨＣ１，ＰＨ（〜：、の基
＝４− 準電圧ｅａ、ｅいｅ。より、進相＝」ンデンサＣＡＰの
電圧Ｖａ、Ｖゎ、Ｖ（、の位相が遅れた場合（又は周波
数ｆｅ、ａｐがｆｃより低くなった場合）、　−リ゛イ
ク口コンバータＣＣ＞　１及びＣ（＞　２の点弧位相角
αが小さくなり、その分だけ、サイクロコンバータの循
環電流工。を増太さ刊８る方向１、こ働く。　サイクロ
１ンバータＣＣ−ＩＥｌびＣＣ−２は進相コンデンサＣ
ＡＰ側から見た場合、常に、遅れ無効電力を消費する等
価り）′クタンスＴＩＣＣと考えることができる。　し
かも勺イクロコンバータの循環電流■。 は−１−６記遅れ無効電力を増加さ）↓る役目をは′／
′；−シ、。 等価リアクタンスＬＣＣを減少させる７故に、進相コン
デンサＣ：　Ａ　１’と等価リアクタンス丁、。。の共
振周波数ｆｅａいは となり、ｆｌ、、ａｐを増加さぜる。従−、−ｃ：　Ｖ
、、　Ｖｂ、　Ｖ＋：の位相が進んできて、前記基準電
圧ｅａ＋ｅｂ＋ｅｅに一致する。 Ｖ、、Ｖ、、Ｖ、の位相が逆み・）”ぎノ：−場合は逆
の動作を経丁、　やはりｅ　ａｓ　ｅ　ｌ３．ｅｌＮ）
１一致するＪ、う１．：−なる。 （発明が解決しようとする問題点） 手記従来の高周波リンクを有する電力変換装置は、電源
から供給される入力電流■８は電源電圧ｖ８と同相の正
弦波に制御づることかでき、入力力率＝１でしかも高調
波成分の少ない入力電流とすることができる。また、電
動機ＩＭに供給される電流１；１．Ｍ弦波に制御され、
ト・ルクリップルの少ない運転が可能どなる。さらに、
出力周波数ｆ。 は進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の周波数ｆ　
ｃａｐ程度まで高める。二とが可能どなり、電動機ＩＭ
に、　０〜数百Ｈｚの電流浸供給することができる。す
なわち、超韮速の交流可変速電動機を駆動することがで
きる特長を有する。 しかも、変換器を構成するサイクロコンバータＣＣ−１
−及びＣＣ−２は、高周波無効電力源である進相コンデ
ンサＣＡ　ｉ）の電圧を利用して、自然転流させている
ため、大容斌化がきわめて簡単に行なえる特長を有する
。 しかし、このような従来の電力変換装置は、次のような
問題点がある。 ずなわち、交流リアクｌ−ル■、８やサイクロコンバー
タの循環電流の脈動を抑制する直流リアク（−ルＬ。の
容量を小さぐするため、さらには、　出力周波数の上限
値を高めるため、第１及び第２のサイクロコンバータの
制御相数（制御パルス数）を増やす必要があり、そのた
めに、当該サイクロコンバー・夕の入力側（高周波側）
に絶縁トランスＴｒ１及びＴｒ２が必要となる。 当該絶縁Ｉ・ランスＴｒ１−及びＴＩ・２の容量は、進
相コンデンサＣＡ　ｉ）の容量に匹敵するほどのもので
あり、装置のコストを高くする原因の１つになっていた
。また、高周波トランスであるため、製作が鼾しく、い
きおい、損失の大きなものとなり、装置の運転効率を下
げる結果となっていた７特に、軽負荷時でも進相コンデ
ンサＣＡ　１）の進み無効電力を打ぢ消す、遅れ無効電
力をサイクロコンバータが消費するため、トランスに流
れる電流は減少させず非常に効率の悪い運転をよぎなく
させられていた。 ・　７− 本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、高周
波絶縁トランスの容量を省略あるいは低減し、装置の運
転効率、特に軽負荷時の運転効率を向上させた電力変換
装置を提供することを目的とする。 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 以上目的を達成するために、本発明は、交流電源と、当
該交流電源に電源トランスを介して、出力側端子が接続
され、かつ少なくとも１対の正群及び負群コンバータを
有する第］のサイクロコンバータと、交流負荷と、当該
交流負荷に出力側端子が接続され、かつ少なくとも１対
の正群及び負群コンバータを有する第２のサイクロコン
バータと、前記第１−及び第２のサイクロコンバータの
入力側端子に、正群及び負群コンバータ毎に分割し２て
接続された、高周波進相コンデンサとから構成すること
により従来の高周波絶縁Ｉ−ランスを省略している。 （作用） 第１−のサイクロコンバータは、進相コンデンサに印加
される電圧の波高値がほぼ一定になるように交流電源か
ら供給される電流の大きさを制御する。このとき、電源
から供給される電流を電源電圧と同相の正弦波に制御す
ること１．二より、入力力率＝１で、高調波成分の少な
い運転ができる。 第２のサイクロコンバータは、交流電動機等の負荷に、
可変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。 第１及び第２サイクロコンバータの正群コンバータの入
力側端子は第１−の高周波進相コンデンサに接続され、
当該第１−の進相コンデンサに印加される交流電圧を利
用して自然転流する。 また、第１−及び第２のサイクロコンバータの負群コン
バータの入力側端子は第２の高周波進相コンデンサに接
続され、当該第２の進相コンデンサに印加される交流電
圧を利用して、自然転流する。 当該第１及び第２の進相コンデンサに印加される電圧は
、サイグロコンパ・−夕の位相制御回路に与えられる基
準電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相に
一致する。第１及び第２のサイクロコンバータの正群及
び負群コンバータは同一の基準電圧を用いて位相制御す
るため、前記第１及び第２進相コンデンサに印加される
電圧の周波数と位相は一致する。 このようにして、従来、必要とされた高周波絶縁トラン
スを省略することができ、運転効率の向上が図れる。 上記第１及び第２の進相コンデンサに印加される電圧の
波高値が一致しない場合、その電圧バランスを保つため
に、小容量のトランスで結合する。 しかしこのトランスは単なる電圧バランスをとるための
ものであるから、きわめて容量の小さなもので済む。 交流電源及び交流負荷が多相の場合、それに応じて、正
群及び負群コンバータの数が必要となるが、進相コンデ
ンサとしては、正群コンバータ用のものと、負群コンバ
ータ用のものの２台を用意すわばよい。 （実施例） 第１図は、本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図である。 図中、Ｒ，Ｓ、Ｔは３相交流電源の受電端子、ＭＴＲは
電源ｊ−ランス、ＣＣ−３は第１の循環電流式サイクロ
コンバータ、ＣＡＰ４．ＣＡＰ、は第１及び第２の高周
波進相コンデンサ、ＣＧ−２は第２の循環電流式サイク
ロコンバータ、Ｍは３相交流電動機、　Ｔｒは電圧バラ
ンス用トランスである。 第１−のサイクロコンバータＣＣ−１は正群コンバータ
Ｓ　Ｓ　ＰＲｔ　Ｓ　Ｓ　ＰＳ、　Ｓ　Ｓ　ＰＴ　と負
群コンバータＳ　Ｓ　Ｉ’ｌＪＲ，Ｓ　Ｓ　ＮＳ、Ｓ　
Ｓ　ＮＴと直流リアクトルＬ　ｏＲｌｖ　ＬｏＲｚｔ　
Ｌｏｆｌｙ　ｒＪＯｓ２１　ＬＯＴ＋、ｔ　Ｔ−＋ＯＲ
ｚで構成され、各相コンバータの出力側は、電源各相毎
に、電源トランスＭＴＲによって絶縁されている。 また、第２のサイクロコンバータＣＣ−２は、正群コン
バータＳ　Ｓ　Ｐ　ｇ　ｇ　Ｓ　Ｓ　Ｐ　ｙ　ｔ　Ｓ　
Ｓ　Ｐ　ｙ　と負群コンバータＳ　Ｓ　Ｎｕ、　Ｓ　Ｓ
　Ｎｖ、　Ｓ　Ｓ　Ｎｕと直流リアクトル１・ｏυ１１
　ＬＯＵ２ｔ　Ｌｏｖｔ＋　ＬＯＶ２１　Ｔ−ｉ０Ｖｔ
ｔＩＪ− Ｌ　ｏ、２で構成され、各相コンバータの出力側は各相
毎に絶縁された電動機Ｍの電機子巻線Ｕ、Ｖ。 Ｗに接続されている。 ＣＣ−１の正群コンバータＳ　Ｓ　ＰＲｓ　Ｓ　Ｓ　Ｐ
Ｓ−ｓｓｐＴとＣＧ−２の正群コンバータＳＳＰυ。 ＳＳＰν、５ｓｐｖの入力側（高周波側）端子は前記第
１の進相コンデンサＣＡ、　Ｐ　１　に接続されており
、　また、　ＣＧ−１（７）負群コンバータＳ　Ｓ　Ｎ
Ｒ。 Ｓ　Ｓ　Ｎ　３　＋　Ｓ　Ｓ　Ｎ　７とＣＧ−２の負群
コンバータＳ　Ｓ　ＮＵ、　Ｓ　Ｓ　ＮＶ＋　Ｓ　Ｓ　
ＮＩＩＩの入力側（高周波側）端子は前記第２の進相コ
ンデンサＣＡＰ、、に接続されている。 上記第コ−及び第２の進相コンデンサＣＡＰ工及びＣＡ
Ｐ、は電圧バランス用トランスＴ　ｒ　Ｋよって結合さ
れている７ 第１のサイクロコンバータｃｃ−１の出方端子は各相毎
に交流リアクト・ルＬ　ＲＩ　Ｌ　Ｓ　？　Ｔ−ｒ　Ｔ
を介して電源トランスＭ　Ｔ　Ｒの２次巻線に接続さ才
］、でいる。 また、制御回路として次のものが用意されてぃる。 すなわち、ＣＴ　Ｒ，ＣＴ　３　、　ＣＴ　Ｔは入力電
流検出器、　ＣＴＵ、ＣＴｖ、ＣＴｖは出力電流検出器
、ＰＴｅａｐは高周波電圧検出器、　Ｄは整流回路、Ｐ
Ｇは電動機Ｍの回転速度検出器、ＡＶＲは電圧制御回路
、ＡＣＲｌは入力電流制御回路、　ＳＰＣは速度制御回
路、ＡＣＲ，、は出力電流制御回路、ＰＨＣｊ、ＰＨＣ
２は位相制御回路、０９０は基準電圧発生器である。 以下、その動作を説明する。 第１のサイクロコンバータＣＣ−１は、進相コンデンサ
ＣＡ　Ｐ　ｓ及びＣＡＰ２に印加される３相交流電圧Ｖ
ａ、Ｖｂ−Ｖｅの波高値ｖ　ｃａｐがほぼ一定になるよ
うに、３相交流電源から供給される電流ＩＲｔ　Ｉｓｔ
　ＩＴを制御する。 また、第２のサイクロコンバータＣＣ−２は、前記進相
コンデンサＣＡＰ、及びＣＡＰ２を３相電圧源とし、交
流電動機Ｍに可変電圧可変周波数の３相交流電力を供給
する。 両サイクロコンバータＣＣ−１，ＣＣ−２，の位相制御
番こは、外部発振器０６゜からの３相基準電圧ｅａｙ　
Ｑｈ＋　ｅ（ｙの信号を用いており、上記進相コンデン
サＣＡＰ、及びＣＡ、Ｐ２に印加される電圧ｖ８．　’
Ｖ’ｂ＋　ｖｃの周波数と位相は、当該基準電圧ｅａ＋
　ｅｂｔ　ｅｅの周波数と位相に一致する。 まず、進相コンデンサＣＡＰ、及びＣＡＰ２の電圧Ｖａ
、Ｖｂ、Ｖｃを確立させるための起動動作を説明する。 説明を簡単にするため、起動時第２のサイクロコンバー
タＣＣ−２ばゲートオフしておく。 ３相交流電源の各相電圧は次式のように表わセる。 ｖＲ＝＝Ｖｓｍ　＋　ｓｉｎωＳｔ　　　　　　　　　
　　　　（１）’Ｖ３”ＶＢｎｌ”　ｓｉｎ　（ｃｖｇ
ｔ、　　２　π／　３）　　　　　（２）Ｖ７＝Ｖｇｍ
−ｓｉｎ　（ωｇｔ　＋２　π／　３）　　　　　（３
）ここで、ＶＳＩｌｌは電源電圧波高値、ω３；２πｆ
８は電源角周波数である。 当該電源の周波数ｆ　、３（５０Ｆ（ｚあるいは６０Ｉ
（Ｚ）に対して、サイクロコンバータＣＣ−１の入力側
（進相コンデンサ側）の周波数ｆｃａｐ（例えば５００
Ｈ７）ｈ１十分高いものとすれば、ある微少時間の間、
上記電源電圧ＶＲ２ＶＳ、ＶＴを直流電圧に置き換える
ことができる。 ここでは、第１のサイクロコンバータＣＣ−１のＲ相の
正群コンバータ５ＳＰＲを例にとって、前記第１の進相
コンデンサＣＡＰ１を充電起動する動作を説明する。 第２図は、　Ｒ相正群コンバータＳ　Ｓ　ＰＲと進相コ
ニ／ダンサＣＡＰｘ　（Ｃａｂ−Ｃｂｃ、Ｃｃａからな
る）の起動時の等価回路を示すもので、　■、はＲ相電
源電圧、■、Ｒは交流リアクトルである。。 コンバータｓ　ｓ　Ｐ、ば高速サイリスタ素子Ｓ、〜Ｓ
１．で構成され点弧パルスは、第］−図の外部発振器Ｏ
ＳＣからの３相基準電圧ｅａ＋　ｅｂ、ｅＱと位相制御
入力信号、く−によって決定される。 電源電圧Ｖイは交流であるので正負に変化するが、ある
微少時間を考えて、図示のような直流電圧として説明す
る。 いま、仮に、サイリスタＳ１とＳ、に点弧パルスが一ケ
えられた場合、充電交流■、は、電源ｖ＋ｒ＋→−１５
＝ サイリスタＳ、、→コンデンサＣ８ｂ→ザイリスタＳ。 →リアクトルＴ、Ｒ→電源ＶＲ−の経路と、電源ｖｌ？
＋→サイリスタＳ、→コンデンサＣｂＣ→コンデンサＣ
ｃａ→サイリスタＳ１→リアクｌ−ルＴ、Ｒ→電源ＶＲ
−の経路に流れる。この結果、コンデンサＣａｂには電
源電圧ＶＲが充電され、　コンデンサＣｂ。、Ｃｃａに
はＶ　Ｒ／　２の電圧が印加される。 第３図は、コンバータＳ　Ｓ　ｐｌ？のサイリスタＳ１
〜Ｓ６の点弧モードを示すもので、第１−図の３相基準
電圧発生器ＯｓＣからの信号に同期して点弧パルスが与
えられる。第２図のモードの後は、サイリスタＳ６に点
弧パルスが与えられる。すると、コンデンサＣｂｏに充
電された電圧しよって、サイリスタＳ、に逆バイアス電
圧が印加、ｋ第１１、ＳｄＪオンする。ずなわら、起動
時には進相コンデンサＣＡＰは転流コンデンサの役目を
はへ才。サイリスタＳ１とＳ６がオンするど、コンデニ
／すＣ，（ｌ、、Ｃｂｅ。 Ｃｃａに印加される電圧も変化する。 第４図は、第３図のモードで点弧されたときの第２図の
ａ、ｂ端子間の電圧■ａ−１．．ｌ相電圧Ｖａの波形を
表わす。電圧Ｖａ−ｂはリアクｌ−ルＬＲを介して充電
されるため、Ｉ、破線の茹＜除々に立−ヒる。その時間
を２６とした場合、　ｖ　ａ−ｈの基本波成分はδだけ
遅れる。相電圧■８は線間電圧ｖ　ａ−ｂに対して（π
／６）ラジアンだけ位相が遅れる。 第３図の点弧モードと相電圧■３を比較するとわかるよ
うに起動時の位相制御角αｐＩ？４；ｔ：αＰＲ”π−
δ　　（ラジアン）　　　　　　・・（イ）どなってい
る。δはあまり大きくないので、近似的にはαＰＲ＝＋
ｇｏ°で運転さ力１ている。τとになる。 このときのコンバータＳＳＰ、の出力電圧ＶＰｉ（は、
ＶＰＲ＝　ｋ　”　ＶＣａｐ　＋ＣｏＳα［’ｌＲ”’
（５）とな・っている。ただし、ｋは比例定数、ｖ　ｃ
、ａ　ｐは、コンデンサの相電圧波高値とする。 当該出力電圧−ＶＦＲが電源電圧■６と−）り合ってい
る。　しかし、　このままでは進相コンデンサＣＡＰ１
には当該電源電圧■Ｒ以上の電圧番、■充電されない。 そこで、点弧位相角α１・Ｋを９０°の方向シ、″少Ｉ
、２ずらしてやる。すると、０式で示さ、ｉｔ、る出力
電圧■ＰＲが減少１，２、Ｖ、：＞−Ｖｐｌ？となる。 、二の結果、充電電流Ｉ、が増大し、−１ンデン４Ｊ電
圧ＶｃａＩ−を増大させ、ＶＲ＝−Ｖｐ＋＋となっ”Ｃ
落ちつく。　このとき、■イは零となっ７−いる６さｒ
）にＶ。ｏｌを増大プ±せたいときは、αＰＲをさらに
９０″の方向にずらし、出力電圧■１７４．を減少２Ｓ
ゼること１、ごより達成°ｒきる。 α４．。−９０’ではＶｌ、＋＋＝Ｏｖとなり、理論的
には、電源電圧ｖ９がごくわずかな値でもコンデンサ電
圧ｖｃ；１．、を大きな値し、″充電する１７とができ
る。　し５か！１１、実際には、回路損失があるため、
子の分の電力供給は必要不可欠のものどなる。 このようにして進相コンデンサＣ，ＡＰ１の電圧■。ａ
ｐを任意の値に充電するごとができる。 電源電圧ｖＩ、が第２図と逆極性し−なった場合には、
他のＳ相、１′相のｊＴ：群コンバータ５ＳＩ）Ｓ’。 Ｓ　Ｓ　Ｐ　Ｔを介しで同様に充電制御される。 同様ｊＴシて、第２の進相コンデンサＣＡＰ２は、第１
−のザイク［１コンバー・夕ＣＣｌ−の負群コンバータ
Ｓ　Ｓ　ＮＲ、Ｓ　Ｓ　Ｎｓ、　Ｓ　Ｓ　ＮＴを介して
充電起動される。 次に、この上うｔ−ごし２で確立された進相コンデンサ
ＣＡＰ、及びｅａＰ２（７）電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが、
第１−図の位相制御回路ｐ　Ｈｃ工に与えられる３相基
準電圧ｅａ＋　ｅ１３Ｉ　ｅｃの周波数と位相に−・致
することを説明する。 ここでは（ブイクロコンバータＣ″、Ｃ−１のＲ相：Ｔ
にンバータを用いて、動作説明に行う。 定常状態に才９い１１．１く相の１［ヨ群及び負群コン
バータの出力電圧（、オ直流すアクＩ−ルＩ４゜１の中
間タップ点でつり合っており、Ｖｐ＊４ＶＮ＊とな−）
ている。 ブ：−だし、ＶｐＨは０式の関係を有し、また負群コン
パル夕の出力型）ＥＩＥ　Ｖいは次式で表わ、される３
、ＶＮＲ＝−ｋ・Ｖ（２３ｐ−ｃｏｓ　ａ　ＮＲ・・・
（６）従１）で、正群コンバータの点弧位相角αｐ＋？
ｌｒ：対し、負群コンバータの点弧位相角αＮＲは。 １１１！Ｎｇ和８０°　ａ１５Ｒ”’■の関係を満足す
る。 当該出力電圧Ｖ□、　ｖＮ、は、　Ｒ相電源電圧ＶＲ＝
ｖ８□・ｓｊｎω８１、の値に応じて刻々と変化ずろが
、■式の関係は常に満足するように制御される。 第５図は、　αＰ□＝４５°、αＮ＋？＝］、３５°の
場合の位相制御基準信号ｅａｔ　Ｃｂ＋　ｅＱと、　Ｒ
相の正群及び負群コンバータの点弧パルス信号の関係を
表わす。 基準信号ｅａ、ｅｂｔ　ｅｃは、外部発振器Ｏ５ｃから
与えられるもので、次式のように表オ）せる。 ｅａ＝ｓｉｎ（ω。−ｔ）　　　　　　　　・・・（８
）ｅｂ＝ｓｉｎ　（ω。ｔ−２ｚ／３）　　　　　□・
・（９）ｅｃ＝ｓｉｎ　（ω。ｔ　＋　２π／３）　　
　　　・・・（１（１）ここで、ω。＝２πｆｏは高周
波の角周波数で、例えば、ｆ、＝５００Ｈｚ程度に選ば
れる。 進相コンデンサＣ，Ａ、　Ｐ、及びＣＡ、　Ｐ　２の相
電圧ｖ、、Ｖｂ、Ｖｃが一■−記基準電圧ｅａ＋　ｅｈ
ｔ　ｅｅの周波数と位相に−・致しでいる場合、正群及
び負群コンパ・−夕の出力電圧ＶＰＲ及びＶＮＲは、■
式、■式の通りとなる。故に、ｖＰＲ＝ｖＮＲとなり循
環電流■。Ｒの増減はない。 この状態から仮に、コンデンサ電圧の周波数が低くなり
、破線のようにｖａ′、ｖｂ′、■ｏ′　となった場合
を考える。 Ｓ　Ｓ　Ｐ　Ｒの点弧位相角ば、αＰＲからαＮ７に、
　また、　５ＳＮＲの点弧位相角はαＮ７からαＮ７に
変化するこの結果、■ＰＲ〉ＶＮＲとなり、循環電流■
。Ｒを増大させる。このとき、同様にＳ相及び′ｒ相の
サイクロコンバータの循環電流工。Ｓ＋ＩＯＴも増大す
る。 当該＠環電流Ｉ。Ｒ＊　ｌ０３ｔ　Ｉ。アは、サイクロ
コンバータＣＣ−１の入力側（高周波側）の遅れ無効電
力となる。 第６図は、ザイクロコンパ・−タＣＣ−１−の入力側（
高周波側）の１相分の等価回路を表わしまたもので、サ
イクロコンバータＣＣ−１−は遅れ電流をとる可変イン
ダクタンス１、。Ｃに置き換えられる。。 この回路の共振周波数ｆ　ｅａＰは、 ｆ　ｃａｐ＝　１　／　（２ｍＪＬｃｃ　＋　Ｃｅａｐ
　）　　　　・＝（１１）となる。 循環電流が増大することば、等価インダクタンスＬｃｃ
が減少することに等しく、上記周波数ｆ　ｅａＰは増大
し、ｖａ′、■ゎ′、■ｃ′の周波数ｆ　ｃａｐは基準
電圧ｅａｖ　ｅｈｔ　ｅｃの周波数ｆ、に近ずく。 同様にｆ　ｃａｐ＞　ｆ　ｃとなった場合には、循環電
流が減少しＴｒ　ｃｃが人ぎくなって、やはりｆｃａｐ
＝ｆｃとな−】で落ち着く１、 逆相コンデンサＣＡＰ、、ＣＡＰ２の電圧の位相が基ｆ
電圧の位相より遅れた場合には、上記’　Ｃ，１Ｐ　＜
ｆ　（Ｘとな−）ｌ・こときど同様番、二、循環電流が
増加し進相。１ンデンサの電圧位相を進める１、逆に進
相コンデンサの電圧位相が基準電圧より進んだ場合には
、上記ｆ。ｌ、＞　ｆ　Ｃとなっ六、ときと同様に循Ｑ
電流が減少し２、進相ｌＴｉ１ンデン号ＣＡＰ、及びＣ
ＡＦ’２の電圧位相を遅ら１士る。１このようｉｌ、ミ
シて、進相コンデンサＣＡＰ、。 ＣＡＰ７の電圧Ｖ　ａ　ｔ　’７　＋ｙ。Ｖｃは基準電
圧ｅａ＋　ｅｌｉ＋ｅ１ど同一・周波数、同位相どなる
ように、ザイ、タロコンパ〜りＣＣ−１の循環電流Ｔ。 Ｒｅ　Ｉ。３゜〕。７の大きさが自動的に調整されるも
のである。。 故に、　当該＝じノデンサ電ハ゛Ｖ　ａ　ｖ　Ｖ　ｂ　
＋　’Ｖ　ｃは次式％式％ ただ１２、ｃａｐは電圧波高値である。 二こで、前記第１及び第２の進相コンデン（すＣＡＰ、
及びＣＡＰ７の電圧Ｌ：１゛完全に−・致釘る１：、ｌ
のとし゛７′説明ｂ　ｉ”きｌ；が、実際Ｖ、は、コン
デン”す′容凧のバラツキ等により、　ＣＡ　Ｐ　、に
印加される電圧Ｖ　ａｔ　Ｉ　’Ｖ　ｂＩＴ　Ｖ　Ｃ１
とＣΔＮ）ｄｍ印加さ第１、る電圧Ｖ　ａ；＋　＋　Ｖ
　ｈＺ　ｅ　Ｖ　ｃ７．どの間に着下の差を生じる可能
性がＩＴ）る。イ゛、：で、その電ノＥバランスをどる
［１的で、第１−図の実施例では結合トラン入゛１゛ｒ
を設置している。　、：れによりＣＡＰｌの印加電ハＥ
Ｖａ、＋Ｖ　ｂ　ｔ　＋　Ｖ　Ｑ　：ｔどＣＡ　Ｐ　２
の印加電圧Ｖ　３７　ｇ　Ｖ　）、ｚ＋ＶＣ。 を完全１−−−一致させる、′−とかできる。 次に、第１−図にもどって、−１−記進相コソギンサＣ
Ａ　１１．、　ＣＡ　Ｐ２の電圧波高値ＶＣａ、・ｋ・
−・定に制御４−る動作説明を行う６、 第ｒ７図は第１図の第」す、イクロ；」ンバータＣＣ＝
１−の制御回路を詳Ｉ２＜表わし、たちので、第１−図
の制御回路と苅応さ凄ると次のよう番；、なる１、まず
、第１−１ν１の電ハ゛卵１＃回路Ａ　”Ｖ尺は第７１
≧１の−２３・ 電圧設定器’Ｘ７　’Ｂ、比較器（−：。、電圧制御補
償回路ＧＣ（Ｓ）及び乗算器Ｍ　Ｌ　Ｒ？　Ｍ　Ｎ−３
４Ｍ、　ＴＪ　Ｔからなる。 また、次の電流制御回路Ａ　ＣＲ□は、第７図の比較器
ＣＲ＋　Ｃ８＋　ＣＴ−電流制御補色回路Ｇ　Ｒ（Ｓ　
）　。 Ｇ　３　（Ｓ　）　＊　Ｇ　Ｔ（ｂ　）及び反転演算増
輻器Ｉ　、Ｎ　Ｖ　＋、＋Ｅ　Ｎ　ｖ、、　Ｉ　Ｎ　Ｖ
Ｔから構成さオしる。 さら１１、二第１図の位相制御回路ＰＨＣｉは第７１別
の位相制御回路Ｐ　ＨＰ。ｙ　Ｐ　ＨＮＲ＋　Ｐ　ＨＰ
Ｓ。 Ｐ　ＩＴＮＨ；ｇ　Ｐ　ＨＰＴ、　Ｐ　ＨＮＴで構成さ
第１７、第１図の：３相基準電圧発イド器Ｏ８ｃは第７
図の基準電圧発生器０８ｅに対応する。 まず、進相コンデンサＣＡＰ、、ＣＡＰ２の電圧を変成
器Ｐ　Ｔｃ　ａ　ｐで検出

【、２、当該３相電ハ：Ｖａ
＋■ｂ＋■。を整流器りによって整流４″る。　１′れ
シ、４，１、＞＝Ｕ進相−１ノｆ　：ｌ／　−１（’　
（：　Ａ　Ｐ　１及びＣＡ　Ｐ　、　（７）電圧波高値
ｖ　ｃａｐが検出さイ１１．．　、Ｉｌ＋；岐器Ｃ，Ｉ
こ人力、！　ｉｉ、る１、また、電圧設定休しｆＲから
電圧■１令値Ｘｔ乙１、を出力！、・、叱岐器Ｃ：（，
１，ｍ−よって２．１−δｉ１検出値Ｖ１．８２と比１
咬する３、当該偏差Ｅ　ｃ　−’　Ｖ　Ｈ，１ｐ　　−
Ｖ　ｃａｐは次＆）　１！！圧制御補色回路Ｇ　＜）、
　（＋３　）に入力”　′Ｉ’Ｌ、積分あ・３５いは比
例増幅：ドハ５る。、τ、゛で番人説明を簡「）町５．
−１−る八めＧ　ｃ　（Ｓ　）　＝　Ｋ　ｃとして比例
増幅１６けとする。制御補償回路Ｇｃ（Ｓ）の出力１．
；□は、電源から供給される電流ＩＲＩ　ｆｆｓ＋　第
７の波高値１ａ令となるもので、次の乗算器Ｍ　ＬＲ，
Ｍ　１．ＳＩ　Ｍ　Ｉ−Ｔに人力される。 一方、電源電圧■Ｒ１■Ｓ、Ｖ−支・を検出（・、　当
該重用の波高値右６ｍの逆数倍１−６．＝と）、１よ、
って、次の３相ｍ位正弦波φ「り、φ２≦、φ１・を求
める。 φＲ＝　（ＶＲ／　Ｖｓｍ）　＝＊ｊｎ　（６）。、・
１．）　　　　　・・・（１５）φＳ”　（ＶＳ／　Ｖ
ｓｍ）　−Ｓｌ、１　（６３（−”　Ｌ、　−２ｙｔ　
７メ３　）・□　（第３）φＴ＝　（ＶＴ／Ｖ、、、ｍ
）　＝ｓｉｎ　（ω。・ｔ、　−１−２ｒ＝　／　３　
）・・・（１７）この３相単位１１Ｅ弦波φＲ＋φＳ、
φＴを上記乗算器Ｍ　ｒ、−ｉｔ　＊　Ｍ　’Ｌ　第３
　、　Ｍ　Ｔ−７に入力し、　前記波高値１’Ｃｍと掛
は算不５行う。その結県が、電すノ１（から供給される
電流の指令値１１１＋に〇　Ｔ↑となる。 ］：　Ｈ＝：　Ｉ　ｌ＋Ｉ、ｌ＋ｓｉ、ｎ　（ｌＪ願＋
ｔ）　　　　　　・・（１８）Ｉ　ｓ＝＝　Ｉ　８１．
−舗１１（ωｓ−ｔ　　２　Ｆｖ　、／　３　）　　　
−（１９）Ｉ　Ｔ＝′Ｉ　３１１□　ｓ、ｊ１］（６）
　タｔ、＋２　ｘ　／　＝３　）　　　　＝（２（１）
Ｒ相の電流〔Ｒは、炊の、１、つ（、”制御側１．＼れ
る。 上記電流指令値Ｂと、変流器ＣＴＦによ・って検出され
たＲ相電流■Ｒを比較器ＣＦに入力し、偏差ＦＲ−■貴
−■Σを求める。当該偏差Ｅ１を電流制御補償回路ＧΣ
（Ｓ）ら入力し、比例増輔を行う。その比例定数をＫＲ
とすると、補償回路ＧΣ（Ｓ）の出力信号ＫＲ，ＥＲは
、　１．つが反転増幅器丁ＮＲＲを介して、　Ｒ相の正
群コンバータＳ　Ｓ　Ｐ　Ｈの位相制御回路Ｐ　ＨＰ　
Ｈに入力され、もう１つが、そのままＲ和会群コンバー
タ５ＳＮ）ｌ：の位相制御回路Ｐ　ＨＮ　Ｒに入力され
る。 位相制御回路Ｐ　Ｉ−Ｉ　Ｉ）■及びＰ　ＨＮ　Ｒは公
知の手法によるもので、３基準準発生器Ｏｓｏから出力
信号ｅａｔ　”ｂｓ　ｅＱと位相制御入力電圧’１’ｆ
ｆＰＲ＋　ｖＣｒＮＲを比較しその交差点から点弧パル
ス信号を得るものである。 すなわち、位相制御回路ＰＨＰＲに位相制御入力電圧Ｖ
αＰＲを入力すると、制御位相角αＰＲは、αＰＲ＝　
ＣＯ３−’　（ｋα°ｔαＰＲ）　　　　　　　・・・
（２１）となる。ただしにαは比例定数である。こわを
書きなおすと、 ｃｏｓαＰＲ＝に、ｌｆｆすα、　　　　　　　　　　
・・・（２２）となる。　コンパル夕ＳＳ　Ｐ　Ｈの出
力電圧ＶＰＲは、０式で示される関係にあり ｖＰＲ”　”　ｖｅａＰ　”　ＣｏＳαＰＲ＝　ｋ−ｋ
　ａ−Ｖｃａｐ−’１’ｆｆＰＲ＋＋・（２３）となっ
て、Ｖ　Ｐ　ＲＱＣｖ（ｒ　１３　Ｒとなる。 負群コンバータ５ＳＮＲの出力電圧ＶＮＲは第１図の矢
印の方向を正の値にとっでいるので、■ＮＲ■−ゲαＮ
Ｒとなる。 このような条件下で、前記Ｒ相電流ＩＲが指令値１責よ
り小さくなった場合を説明する。 偏差Ｆ＋？−Ｉ芹−ＩＲは正の値となり、　ＫＲ・ｃＲ
が増大する。その結果、ＰＨＰＲの位相制御入力電圧”
’ｃｒＰＲ＝　−Ｋ　Ｒ・ε７は負の値となり、逆にＰ
ＨＮＲ（７）位相制御入力電圧’１’ＪＮＲ＝　ＫＭ　
”　Ｅ　Ｒは正の値となる。故に、正群及び負群コンバ
ータの出力電圧ＶＰＲ及びＶＮＲは、第１図の矢印と反
対方向に電圧を発生させＲ相の電流Ｘ、を増大させる。 従ってＩ、は指令値Ｈに近ずく。 逆に、　ＩＲ＞Ｉ吊となった場合には偏差εＲは負＝２
７− の値となり、５ＳＰＲの出力電圧ＶＰＲ及び５ＳＮＲの
出力電圧ｖＮＲを第１−図の矢印の方向に増大させて、
Ｒ相電流Ｉ、を減少させ、やはり、工Ｒ＝ＦＩＲとなる
ように制御される。 Ｓ相及びＴ相の電流■ｓ及びＩＴも同様に制御される。 第１−のサイクロコンバータＣＣ−１は、循環電流の制
御は行っていない。すなわち、ＣＧ−１−の各相の循環
電流■。Ｒｙ　１゜ｓｐ　Ｉ。τは、前に述べたように
、（１１）式で示される発振条件を満足するように流れ
る。 さて、このようにＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、その指令
値Ｂｙ　■責、Ｉ↑に一致するように制御されるが、当
該指令値は電源電圧ＶＩ？ｔ　Ｖｓｔ　Ｖ７と同相の正
弦波になっている。従って、入力力率は常に１となり、
しかも入力電流に含まれる高調波成分はきわめて小さな
値にすることができる。 次に、　進相コンデンサＣＡＰ、、、ＣＡＰ２の電圧波
高値ｖｃａｐの制御動作を説明する。 Ｖ　ｃａｐ＞　Ｖ　ｃａｐとなった場合、偏差Ｅｃ＝Ｖ
二ａｐ−ｖｃａｐは正の値となり、電流波高値指令Ｉ　
Ｉ’Ｘｍ　”　Ｋ　ｅ・ε。も正の値と成って増加する
。 故に、各相の入力電流ＩＲ＊　’Ｓｒ　ＩＴも増大し次
式で示される有効電力Ｐ３が電源から供給される。 ｐ、：ｖＲ＋　Ｉ　Ｒ＋ＶＳ　・Ｉ　Ｓ＋ＶＴ　・Ｉ　
Ｔ＝（３／２）　・Ｖ８−・Ｉｓ−・＝（２４）この結
果、エネルギーＰｉ・ｔが電源から進相コンデンサＣＡ
Ｐ、及びＣａＦ２に供給され（２／１）Ｃｏａｐｖ二ａ
Ｐとして蓄えられる。故に電圧Ｖｅａｐが増大し、最終
的に■。ａｐ’？ｖ：ａｐとなって落ぢ着く。 逆に、Ｖ’：ａｐ＜　Ｖｃａｐとなった場合、偏差ｃ０
は負の値となり、電流波高値指令Ｉｇ＋ｎも負の値とな
る。故に、進相コンデンサＣＡＰ１．ＣＡＰ２のエネル
ギー（２／　１　）　・Ｃｃａｐ　Ｖｒ３ａｐがｐｉ−
ｔとなって電源に回生される。従って、電圧Ｖ。６ｐが
減少し、やはり、■。ａｐ→ｖ乙、となるように制御さ
オルる。　このとき、電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流Ｉ
Ｌ　ＩＳＩ　ＩＴ４：Ｊ：各々電源電圧ＶＲ？　Ｖｓｔ
　ＶＴに対して逆相の正弦波に制御され、やはり、入力
カ率＝１−を保持することができる。 以上のように第１の循環電流式サイクロコンバータｃｃ
−１は、進相コンデン−）ＪｃＡＰ、。 ＣＡＰ、の電圧波高値■。ａｐがその指令値Ｖ二ａｐに
一致するように電源から供給される電流ＩＲ＋ＩＳ＋工
Ｔを制御するもので、当該電流の指令値■τ訂貴。 １丁を電源電圧と同相（又は逆相）の正弦波でケ、える
ことにより、入力力率を常に１に保持することができる
。 また、このとき、進相コンデンサＣＡＰ１゜ＣＡＰ２の
電圧の周波数ｆ。ａｐと位相は、外部発振器Ｏ５ｃによ
って与えられる３基準準電圧信号ｅａｔｅｂ＋　ｅｃの
周波数ｆ。と位相に一致することは前に説明した通りで
ある。 このように、進相コンデンサＣＡＰ、、ＣＡＰ２の電圧
Ｖａ＝　ｖｂ、ｖｅが確立している状態で、第２のサイ
クロコンバータＣＣ−２のゲート信号を活かし運転を開
始する。 次にこの第２のサイクロコンバータＣＣ−２の制御動作
を説明する。 第８図は第１図の第２のサイクロコンバータＣＣ−２の
制御回路の具体的実施例を示す構成図である。 まず、速度制御回路ｓｐｃは、電動機Ｍの回転速度ω１
を制御するキノので出力として電機子電流Ｉｌｌ、　Ｔ
ヮｔ　ＩＷの指令値を与える。すなわち、第］−図の回
転パルス発生器ＰＧによって電動機Ｍの回転速度ω１を
検出し、速度制御回路ｓｐｃに入力する。　ｓｐｃでは
、当該速度検出値ω、とその指令値ωγを比較し、その
偏差ｃＮ−ω豐−ω１．に応じて電動機Ｍに供給する電
流ＩＩＪｓ　Ｉｖｙ　Ｉｕの波高値ＩＬｎｌｙ位相０及
び周波数ω。を決定し、その指令値Ｔ乙■乙工ζを作る
。 例えば、Ｍが誘導電動機の場合、しばしば、次のような
電機子電流指令値Ｔご、１乙　■ｚをクーえる。 Ｉ：＝　ＩＩ、・５ｉｎ（（ωｒ＋ωＬ）・ｔ＋　７？
：）　　　　　−（２５）■σ＝■論・５ｊ−ｎ（（ω
１＋ω貴、）・ｔ＋ｏニー２π／３）　・・・（２Ｇ）
Ｉ　；＝　Ｉ　１−、．１−ｓｊｎ（（ωＦ＋　（１１
貴７）　・ｔ＋　０　：＋２π／３）　−（２７）ただ
し、ω１は電動機Ｍの回転角周波数ω８Ｊはすべり角周
波数指令値 θ。は位相角指令値　　　　である。 いわゆる誘導電動機のベクトル制御では、上式の各値は
、次のような演算によって決定される。 ■１４、＝ＪＩ￥１＋丁７　　　　　　　　、、、　（
３ｏ）ただし、１４士励磁電流指令値、丁τはトルク電
流（２次電流）指令値、Ｒ豐及びＬＰは誘導電動機Ｍの
２次抵抗及び２次インダクタンスである。 通常上記励磁電流指令■二は一定で、　１−ルク電流指
令工τは、前記速度偏差εＮに比例した値となる。 誘導電動機のベクトル制御は電動機の２次電流Ｉτと励
磁電流Ｉ。をベクトル的に直交させ各々を独立に制御で
きるものとして知られている。 故に、電動機の励磁電流工。を一定に保ちながら、　２
次電流■τの大きさを変えることにより発生トルクを制
御することができ、直流機と同等の速度制御応答を達成
することが可能となる。 次にＩ−、記のように与えられた電機子電流指令値ＩＵ
ｖ　　ＩＶｔ　　ｚ、に従って実電流ＩＵ＄　　ＩＶＩ
　　Ｉｗを制御する動作を説明する。 第１図の電流制御回路ＡＣＲ，は第８図の比較器ｃ、、
、　Ｃｖ＋　ｃｗ、　ｃｏＵ、　Ｃｏｖｔ　ＣｏＷ、　
出力電流制御補償回路Ｇｕ（Ｓ）、Ｇｖ（Ｓ）、Ｇｗ（
Ｓ）、循環電流制御回路Ｇ　ｏｕ（Ｓ　Ｌ　Ｇ　ｏｖ（
Ｓ　Ｌ　Ｇ　ｏｗ（Ｓ　）、反転演算増幅器ＩＮＶｕ、
ＩＮＶｖ、：［ＮＶｗ　＆び加算器Ａ、〜ＡＧで構成さ
れる。 また、第２のサイクロコンバー・夕ＣＣ−２の位相制御
回路１）　ＨＣ２は、第８図の位相制御回路ＰＨＰＩ、
ＰＨＮＵ、ＰＨＰｙ、ＰＨＮｖｔ　ＰＨＰｗｔＰＨＮｗ
で構成され、外部発振器０８ｃがらの３相基準電圧ｅａ
ｔ　ｅｂｔ　ｅＱによって制御される。 Ｕ相＠流ＩＵは、次のようにして制御される。 まず、第１図の変流ＣＴυによって出方電流工。 を検出し、比較器Ｃυによって指令値ゴとの偏差Ｅｕ”
”ＩｕＩ。を求める。当該偏差ＥＵを次の出力電流制御
補償回路Ｇｏ（Ｓ）によって増幅し１−っけ、加算器Ａ
、を介して正群コンバータｓ　ｓ　ｐｕの位相制御回路
ＰＨＰＵに入力し、もう１つは反転増幅器ＩＮＶＵ及び
加算器Ａ２を介して負群コンバータ５ＳＮｔ＋の位相制
御回路Ｐ　ＨＮ　ｕに入力する。 Ｕ相の正群及び負群コンバータの出力電圧ＶＰ。 及びｖＮＵは、第１−図の矢印の方向を正の値とした場
合、次式のようになる。 ＶＰＬＩ：　ｋ　　＝　Ｖ、−、ａｐ　−ｃｏｑ　ａｐ
（１−（３１）ＶＮＵ＝　　ｋ”ＶｃａｐｌｃｏｓＣｌ
、Ｎυ−（３ｚ）前記正群及び負群コンパ・−夕の位相
制御へカ電圧を”　（ＸＮ　ｔＩ及びゲαＮＶとした場
合、ｃｏｓ　（ｒｐｕ””　ｋ　ａ　□　ｔαＰｕ　　
　　　　　　　・＝　（３３）ＣＯ８（ｌＮｌ）：にα
０すｔαＮＩＪ１゛（３４）の関係がある。 循環電流制御回路Ｇ６υ（Ｓ）からの信号を零とした場
合、ＶＰυ＝ｖＮＵとなり、直流リアクトルＬ。υの中
間タップの点でつり合うことがわかる。従って、循環電
流■。υの増減はなく、ＴＪ相負負荷は、Ｖｕ＝（１，
／２）ｌＶｐｕ＋ＶＮｕ）（７）電Ｊｌ’に印加さｔｔ
。 る。 Ｉｕ＞Ｉｕとなった場合、偏差）ｉ（＋：工♂−■。は
正の値となり、出力電圧■υを増加さ（：、　Ｕ相電流
Ｉｕを増大させて、ＩＵ〜■ごとなって落ち着く。 逆に■♂＜　Ｉ　ｕとなった場合、偏差ｃＩＪは負の値
となり、出力電圧■υを減少させ、電流丁、を減少させ
て、やはりＩ、−＝Ｉυとなるよ・うに制御される。 指令値Ｂを（２５）式のようにｉＴＥ　弦波状に変化さ
せれば、実電流ＩＵもそれに追従し゛Ｃ正弦波電流とな
る。 また、Ｕ相の循環電流工。Ｕは次のようｔ、−制御され
る。 まず、ｊ−Ｅ群コンバータＳＳＰυの出力電流Ｉｐｕど
負群コンバータ５ＳＮＵの出力電流ＩＩＮＵを検出し、
次式の演算を行・うことによって循環電流■。。 を求める。 ■。ｕ＝（１／　２）（Ｉｐｕ＋ＩＮＩＪ　　Ｉ　ｆｆ
ｕ　ｌ　）　　　・・・（３５）ただし、１工τノ１は
ＩｌＪの絶対値 この循環電流検出値Ｔ。υとぞの指令値にυを比岐器Ｃ
６Ｉ】に入力し偏差ＥＱ［−丁−””　Ｉ　ｏ＋＋を求
める。 当該偏差ｃ０１．を循環電流制御補償回路Ｇ　（ｉｌｌ
　（Ｓ　）に入力し増幅し、加算器Ａ□ＨＡ２を介して
位相制御回路Ｐ　ＨＰ　ｔＩ及びＰ　ＨＮυに入力する
。 Ｉｏｕ＞Ｉｏｕとなった場合、偏差ｆ。ｌ、ば１Ｆの値
となり、当該偏差ε。υに比例した分だけ、正群コンバ
ータの出力電圧ｖｐｕを増加させ、負群コンバータの出
力電圧ＶＮυを減少させる。故にＶ　ｐｕ　＞　Ｖ　Ｎ
ＩＪとなり、循環電流■。Ｕを増加させ、■。ｌ、→■
トとなって落ち着く。 逆に、Ｉ九＜１゜１．となった場合、偏差Ｅｏｔｊは負
の値となり、Ｖ　ＰＵ　＜　Ｖ　ＩｌＪとなって、Ｉｏ
＋、＋を減少させる。やけリエ。Ｕ〜Ｔ二〇となって落
ち着く。 Ｖ相及びＷ相の出力電流ＩＶ＋　工ｖと循環電流１０Ｖ
ｔ　　ＩｏＷも同様に制御される。 上記循環電流指令値ＧＩＪ、Ｉ−及び■ｒｙは一定値で
与える。二ともあるが、ＣＣ−２の久方側（進相コンデ
ンサ側）の無効電力Ｑｃ。、がは（ズ一定になるように
制御するのがよい。子の手法は公知なので省略する。 第２のザイクロコンバータＣＣ−２の循環電流も無制御
にした場合、ＣＣ，−１の′ｗｉ環電流と同様に、（１
１）式を満足するようにＣＣ−２の循環電流が自動的に
調整される。しかし、（１１）式の発振条件が１つであ
るのに、循環電流の自由度は、ＣＧ−ＪとＣＧ−２の２
つある。従って、循環電流の値は一意的に決まらず、ど
ちらか一方に片Ｊ、−〕でしまう可能性がある。 故にここでは、ＣＣ−２の循環電流［。Ｕｓ　　ＩｏＶ
。 ＩｏＶは制御にか番づ、−・意的釘決定しているのであ
る。 当然のことながら、ＣＣ−１の循環電流■。□■。Ｓｖ
　ＩｏＴを制御し、ＣＣ−２の循環電流丁０１Ｊ＋ＩＯ
Ｖ、ＩｏＷは無制御とし２′？″′もよい。また、どぢ
Ｆ゛）カ一方を非循環式サイクロコンパ・〜夕と１ノで
モよｔＩ嵐。 以上のようにして、本発明の電力変換装置は。 定電圧、定周波数の交流型カム・可変電圧可変周波数の
交流電力に変換する。″ｌとができる、７゛゛のとぎ電
源から供給される六方電流は、電源電圧と同相（入力力
率＝１）の正弦波（高調波が小）に制御され、かつ、出
力電流は歪みの少ない正弦波に制御される。また、出力
周波数は、高周波進相コンデンサに印加される電圧の周
波数（例えばｆ　ｃａｐ　”　５００　Ｈｚ）程度まで
高めることができ、交流電動機等の負荷に対して超高速
運転を行なわせることが可能となる。 また、サイクロコンバータＣＣ−１及びＣＧ−２は、高
周波進相コンデンサＣＡＰ１．ＣＡＰ、に印加される電
圧を利用して自然転させているため、信頼性が高く大容
量化がきわめて容易であるという特長を持つ。 第９図は、本発明装置の他の実施例を示す主回路構成図
である。 第１及び第２のサイクロコンバータＣＣ−１及びＣＧ−
２の制御相数（制御パルス数）を１２パルスとしたもの
で、進相コンデンサはＣＡＰ１□。 ＣＡＰ工２．ＣＡＰ２．、ＣＡＰ、□と４分割されてい
る。 Ｔｒは電圧バランス用トランスで、小容量のものでよい
。ただし、制御相数を１２パルスとするため、正群用人
結線、負群用人結線、正群用Δ結線、負群用Δ結線の４
巻線で構成されている。 第１サイクロコンバータＣＣ−１は、正群コンバータ５
ＳＰＲ，５ＤＰＲ，５ｓｐｓ、５ＤＰｓ。 Ｓ　Ｓ　ＰＴ、Ｓ　Ｄ　ＰＴと負群コンバータＳ　Ｓ　
ＮＲｔＳ　Ｄ　ＮＲｔ　Ｓ　Ｓ　Ｎｓ＋　Ｓ　Ｄ　Ｎ　
３　＋　Ｓ　Ｓ　Ｎ　Ｔｔ　Ｓ　Ｄ　Ｎ　Ｔ及び直流リ
アクトルＬ　ｏＲ（Ｌ　ｏＲ１〜ＬＯＲ４）　ｐ　Ｌ１
２（ＬＯ３１〜ＬＯ３４）　ｖ　ＬＯＴ　（ＬＯＴ１〜
ＬＯＴ４）から構成されている。 また、第２のサイクロコンバータＣＣ−２は、正群コン
バータＳ　Ｓ　Ｐ　Ｕ？　Ｓ　Ｄ　Ｐ　υｐ　Ｓ　Ｓ　
Ｐ　ＶｙＳ　Ｄ　Ｐｙ、　Ｓ　Ｓ　ＰＷ＋　Ｓ　Ｄ　Ｐ
ｖと負群コンバータ５ＳＮＵ、５ＤＮＵ、５ｓＮｖ、５
ＤＮｖ、５ＳＮｖ。 ＳＤＮｗと直流リアクトルＬ　ｏｕ　（Ｌ　ｏｕ１〜Ｌ
ＯＵ４）　ｔＬｏＶ　（Ｌｏｖｔ−Ｌｏｗ４）ｌ　Ｌｏ
ｗ　（Ｌｏｗｔ〜Ｌｃ１ｗ４）とから構成されている。 第１図の装置と比較すると、正群コンバータ用のコンデ
ンサＣＡＰ１が２分割されて、大結線用のコンデンサＣ
ＡＰ、１とΔ結線用のコンデンサ＝３９− ＣＡＰ、、どなっており、また、負群コンバータ用のコ
ンデンサＣＡＰ、が２分割されて、大結線用のコンデン
サＣＡＰ、、とΔ結線用コンデンサＣＡＰ、２となって
いる。 制御相数が増加したのに伴ない、第１図の外部発振器ｏ
８゜は、電気角で３０°位相のずれた２つの３相基準電
圧ｅａ＋　ｅｂｔ　ｅｃとｅａ′、ｅｂ′、ｅＣ′を発
生させる必要がある。そして、基準電圧ｅａｔｅｂ、ｅ
０によってコンバータＳ　Ｓ　ＰＲ，Ｓ　Ｓ　ＮＲ。 ５ＳＰＳｔ　　５ｓＮｓ、５ＳＰＴ、５ＳＮＴとｓ　ｓ
　ｐｕ。 ５ＳＮＵ、５ｓｐｖ、５ＳＮｖ、ｓｓｐｗ、５ＳＮｖを
位相制御し、　また、基準電圧ｅａ′、ｅｂ′。 ｅ０′　によってコンバータＳ　Ｄ　ＰＲｙ　Ｓ　Ｄ　
ＮＲ−８Ｄ　ＰＳｙ　　Ｓ　ＤＮ３ｙ　　Ｓ　Ｄ　Ｐ７
ｔ　　Ｓ　Ｄ　ＮＴとＳ　Ｄ　ＰＵ。 ＳＤＮυ、５ＤＰｙ、５ＤＮｙ、５ＤＰｖ、５ＤＮｙを
位相制御する。 このようにすることによって、進相コンデンサＣＡ　Ｐ
　１１　トＣＡ　Ｐ　２１ニ印加される電圧Ｖａｔ　Ｖ
ｂｔｖｏの位相は前記基準電圧ｅａｒ　ｅｂｔ　ｅＱの
位相に一致し、また、進相コンデンサＣＡＰ１□とＣＡ
　Ｐ　２２　ニ印加される電圧Ｖ　ａ’　ｙＶｂ’　ｔ
Ｖｏ’　（７）位相は、前記基準電圧ｆ３ａ’　ｔｅｂ
’　、ｅＱ’の位相に一致する。 同様にサイクロコンバータの制御相数を２４パルスとし
た場合には、８分割した進相コンデンサを用意すればよ
い。 なお、実施例では、サイクロコンバータｃｃ−１、ＣＧ
−２ともに上側向きを正群コンバータとして説明したが
、例えば、ＣＣ−２の下側向きを正群コンバータとして
も同様に達成できることは言うまでもない。 〔発明の効果〕 本発明の電力変換装置は、進相コンデンサを正群コンバ
ータ用コンデンサＣＡＰ□と負群コンバータ用コンデン
サＣＡＰ２に分割して接続することにより、従来必要と
された高周波絶縁トランスが省略され、その分の回路損
失を低減させることができる。 また、従来の装置では、軽負荷時でも上′記高周波絶縁
トランスを介して、無効電流を消費しなければならず、
当該トランスの損失によって、効率を低下させていたが
、本発明装置では、当該高周波絶縁トランスはなくなり
、軽負荷時の運転効率を格段に良くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図及び第６図は第１図の動作説明するための等価
回路図、第３図乃至第５図は第１図の動作を説明するた
めのタイムチャート図、第７図及び第８図は第１図の装
置の制御回路を示す具体的実施例を示す構成図、第９図
は本発明装置の他の実施例を示す構成図、第１０図は従
来の電力変換装置の構成図である。 Ｒ，Ｓ、Ｔ・・・３相交流電源端子 ＭＴＲ・・・電源トランス ＬＲ＊　ＬＳｔ　Ｌ７・・・交流リアクトルＣＧ　−１
・・・第１のサイクロコンバータＣＡＰ、、ＣＡＰ、・
・・高周波進相コンデンサＴｒ・・・電圧バランス用ト
ランス ＣＣ−２・・・第２のサイクロコンバータＵ、Ｖ、Ｗ・
・・負荷（交流電動機） ＰＧ・・・回転パルス発生器 ｐ　ＨＣ，、Ｐ　ＨＣ２・・・位相制御回路ＡＣＲ１，
ＡＣＲ，・・・電流制御回路ＡＶＲ・・・電圧制御回路 ｓｐｃ・・・速度制御回路 ０８゜・・・３基準準電圧発生器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　三俣弘文 ＬＲ土ム ＩＲ 第２図 １　　第３図 区 第５図 第６図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、当該電源の各相毎に２次巻線が分離
   された電源トランスと、前記電源の各相毎に正群及び負
   群コンバータが用意された第１のサイクルコンバータと
   、交流負荷と、当該負荷の各相毎に正群及び負群コンバ
   ータが用意された第２のサイクロコンバータと、前記第
   １及び第２のサイクロコンバータの正群コンバータの入
   力側共通端子に接続された第１の進相コンデンサと、前
   記第１及び第２のサイクロコンバータの負群コンバータ
   の入力側共通端子に接続された第２の進相コンデンサと
   からなる電力変換装置。
2. （２）前記第１及び第２のサイクロコンバータの正群コ
   ンバータ入力側端子と負群コンバータ入力側端子を絶縁
   トランスで結合したことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の電力変換装置。