JPH0687662B2 - 高周波リンク変換装置 - Google Patents

高周波リンク変換装置

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JPH0687662B2
JPH0687662B2 JP63243842A JP24384288A JPH0687662B2 JP H0687662 B2 JPH0687662 B2 JP H0687662B2 JP 63243842 A JP63243842 A JP 63243842A JP 24384288 A JP24384288 A JP 24384288A JP H0687662 B2 JPH0687662 B2 JP H0687662B2
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cap
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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、高周波リンクを有する電力変換装置に関す
る。
（従来の技術） 第３図は、従来の高周波リンク変換装置の構成図を示す
ものである。
図中、SUPは３相交流電源、LSは交流リアクトル、CC−
１は第１のサイクロコンバータ、CC−２は第２のサイク
ロコンバータ、CAPは高周波進相コンデンサ、Tr1,Tr2は
高周波絶縁トランス、IMは誘導電動機を各々示す。
また、制御回路として、電流検出器CTS,CTL、電圧検出
器PTS,PTcap、回転速度検出器PG、整流回路Ｄ、電圧制
御回路AVR、入力電流制御回路ACR1、位相制御回路PHC1,
PHC2、外部発振器Osc、速度制御回路SPC、出力電流制御
回路ACR2が用意されている。
以下、その動作を簡単に説明する。
第１のサイクロコンバータCC−１は、進相コンデンサCA
Pに印加される電圧の波高値Vcapがほぼ一定となるよう
に電源SUPから供給される電流Isを制御する。
すなわち、電圧検出器PTcap及び整流回路Ｄを介して、
進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcapを検出し、電圧制
御回路AVRに入力する。AVRでは、当該電圧検出値Vcapと
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差を増幅して、
入力電流Isの波高値指令▲Ｉ* sm▼を作る。当該波高値
指令▲Ｉ* sm▼に電源電圧Vsに同期した単位正弦波sinω
stを乗じ、入力電流指令値▲Ｉ* s▼＝▲Ｉ* sm▼・sinω
stを作り、次の電流制御回路ACR1に入力する。ACR1で
は、電流検出器CTSによって検出された入力電流Isと、
上記指令値▲Ｉ* s▼を比較し、その偏差を増幅し、第１
のサイクロコンバータCC−１の位相制御回路PHC1に入力
する。このとき位相制御回路PHC1の３相基準電圧ea,eb,
ecは、外部発振器Oscによって与えられる。
▲Ｖ* cap▼＞Vcapとなった場合、入力電流Isが増加し、
有効電力Piが電源SUPから、進相コンデンサCAPに供給さ
れ、その分エネルギーが蓄積されて、Vcapを増大させ
る。逆に、▲Ｖ* cap▼＜Vcapとなつた場合、有効電力Pi
が負の値となり、進相コンデンサCAPに蓄えられたエネ
ルギーが電源SUPに回生され、Vcapは減少する。すなわ
ち、常に、Vcap≒▲Ｖ* cap▼となるように制御される。
このとき、入力電流Isは電源電圧Vsと同相の正弦波に制
御されるので、入力力率は常に１となり、しかも高調波
成分がきわめて小さくなる特長がある。
第２のサイクロコンバータCC−２は、誘導電動機IMに可
変電圧可変周波数の正弦波電流ILを供給するもので、電
動機IMを可変速運転することができる。以下、その動作
を簡単に説明する。
すなわち、PGによって電動機IMの回転速度ωｒを検出
し、速度制御回路SPCに入力する。SPCでは、当該速度検
出値ωｒとその指令値▲ω* r▼を比較し、その偏差に応
じて、電動機IMに供給する電流ILの振幅ILm,位相θ及び
周波数ωｅを決定し、その指令値▲Ｉ* L▼を作る。
出力電流制御回路ACR2では、電流検出器CTLによって検
出された出力電流ILと、上記指令値▲Ｉ* L▼を比較し、
その偏差を増幅して、第２のサイクロコンバータCC−２
の位相制御回路PHC2に入力する。このとき、位相制御回
路PHC2の３相基準電圧ea,eb,ecは外部発振器Oscによっ
て与えられる。
CC−２の出力電流ILはその指令値▲Ｉ* L▼に一致するよ
うに制御されかつ、その結果、電動機IMの回転速度ωｒ
は、その指令値＊ωｒに一致するように制御される。
第１又は第２のサイクロコンバータのうち、少なくとも
一方を循環電流式サイクロコンバータとしておくことに
より、前記進相コンデンサCAPに印加される電圧Va,Vb,V
cの周波数fcapと位相を前記外部発振器Oscの出力信号e
a,eb,ecの周波数fcと位相に一致させることができる。
その動作を簡単に説明すると次のようになる。
すなわち、位相制御回路PHC1,PHC2の基準電圧ea,eb,ec
より、進相コンデンサCAPの電圧Va,Vb,Vcの位相が遅れ
た場合（又は周波数fcapがfcより低くなった場合）、サ
イクロコンバータCC−１及びCC−２の点弧位相角αが小
さくなり、その分だけ、サイクロコンバータの循環電流
Ioを増大させる方向に働く。サイクロコンバータCC−１
及びCC−２は進相コンデンサCAP側から見た場合、常
に、遅れ無効電力を消費する等価リアクタンスLccと考
えることができる。しかもサイクロコンバータの循環電
流Ioは上記遅れ無効電力を増加させる役目をはたし、等
価リアクタンスLccを減少させる。故に、進相コンデン
サCAPと等価リアクタンスLccの共振周波数fcapは となり、fcapを増加させる。従ってVa,Vb,Vcの位相が進
んできて、前記基準電圧ea,eb,ecに一致する。
Va,Vb,Vcの位相が進みすぎた場合は逆の動作を経て、や
はりea,eb,ecと一致するようになる。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来の高周波リンクを有する電力変換装置は、電源
から供給される入力電流Isは電源電圧Vsと同相の正弦波
に制御することができ、入力力率＝１でしかも高調波成
分の少ない入力電流とすることができる。また、電動機
IMに供給される電流は正弦波に制御され、トルクリップ
ルの少ない運転が可能となる。さらに、出力周波数foは
進相コンデンサCAPに印加される電圧の周波数fcap程度
まで高めることが可能となり、電動機IMに、０〜数百Hz
の電流を供給することができる。すなわち、超高速の交
流可変速電動機を駆動することができる特長を有する。
しかも、変換器を構成するサイクロコンバータCC−１及
びCC−２は、高周波無効電力源である進相コンデンサCA
Pの電圧を利用して、自然転流させているため、大容量
化が極めて簡単に行なえる特長を有する。
しかし、このような従来の電力変換装置は、次のような
問題点がある。
すなわち、交流リアクトルLsやサイクロコンバータの循
環電流の脈動を抑制する直流リアクトルの容量を小さく
するため、さらには出力周波数の上限値を高めるため、
第１及び第２のサイクロコンバータの制御相数（制御パ
ルス数）を増やす必要があり、そのために当該サイクロ
コンバータの入力側（高周波側）に絶縁トランスTr1及
びTr2が必要となる。
また、第１及び第２のサイクロコンバータとして三角結
線形サイクロコンバータを用いた場合、変換器を構成す
る素子数を半分に低減できる長所があるが、その場合に
は当該サイクロコンバータを構成する他励コンバータ
（交直電力変換器）の入力側（高周波側）を絶縁しなけ
ればならず、高周波絶縁トランスは不可欠のものであっ
た。
当該絶縁トランスTr1及びTr2の容量は、進相コンデンサ
CAPの容量に匹敵するほどのものであり、装置のコスト
を高くする原因の１になっていた。
また、高周波トランスであるため、製作が難しく、いき
おい、損失の大きなものとなり、装置の運転効率を下げ
る効果となっていた。特に軽負荷時でも進相コンデンサ
CAPの進み無効電力を打ち消す遅れ無効電力をサイクロ
コンバータが消費するため、トランスに流れる電流は減
少せず、非常に効率の悪い運転をよぎなくさせられてい
た。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、三角
結線形サイクロコンバータを用いた高周波リンク変換装
置において、高周波絶縁トランスの容量を低減し、装置
の運転効率、特に軽負荷時の運転効率を向上させた高周
波リンク変換装置を提供することを目的とする。
〔発明の構成〕
（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、３相交流電源
と、当該交流電源に交流リアクトルを介して出力側端子
が接続された第１の三角結線形循環電流式サイクロコン
バータと、３相交流負荷と、当該交流負荷に出力側端子
が接続された第２の三角形循環電流式サイクロコンバー
タと、前記第１及び第２のサイクロコンバータを構成す
る各他励コンバータ（交直電力変換器）毎に各々、入力
側端子を接続し、その共通入力側端子毎に分割して接続
された複数組の高周波進相コンデンサと、当該複数組の
進相コンデンサを絶縁し、電気的に結合させる高周波ト
ランスとを具備している。
（作用） 第１のサイクロコンバータは、進相コンデンサに印加さ
れる電圧の波高値がほぼ一定になるように交流電源から
供給される電流の大きさを制御する。このとき、電源か
ら供給される電流を電源電圧と同相の正弦波に制御する
ことにより、入力力率＝１で、高調波成分の少ない運転
ができる。
第２のサイクロコンバータは、交流電動機等の負荷に可
変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。
第１及び第２のサイクロコンバータは三角結線形の循環
電流式サイクロコンバータで、同数の他励コンバータで
構成される。例えば、制御パルス数を、６パルスとした
場合、他励コンバータ（３相ブリッジ結線の交直電力変
換器）の数は３台となる。
第１及び第２のサイクロコンバータを構成する各他励コ
ンバータは１台ずつ入力側端子を接続し、その入力側端
子毎に進相コンデンサが設置される。故に、各他励コン
バータは各々の入力側端子に接続された進相コンデンサ
に印加される電圧を利用して自然転流する。
当該複数組の進相コンデンサに印加される電圧は、２台
のサイクロコンバータの位相制御回路に与えられる基準
電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相に一
致する。言いかえると、進相コンデンサに印加される電
圧の周波数と位相が上記基準電圧の周波数と位相に一致
するように前記第１のサイクロコンバータの循環電流が
自動的に調整される。
上記複数組の進相コンデンサに印加される電圧の波高値
は刻々と変化するが、その電圧バランスを保つために複
数組の進相コンデンサを高周波絶縁トランスによって結
合する。結果的に進相コンデンサに印加される電圧の波
高値はほぼ一定となり、その周波数と位相は前記基準信
号の周波数と位相に一致する。
各他励コンバータがとる遅れ無効電力の大部分は、進相
コンデンサがとる進み無効電力によって打ち消されるの
で、前記高周波絶縁トランスの容量は従来のトランスよ
り大幅に低減される。特に軽負荷時には、トランスを介
して出入りする電力は非常に小さな値となり、損失もご
くわずかな値となる。このようにして運転効率の向上が
図れる。
（実施例） 第１図は、本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示
す構成図である。
図中、R,S,Tは３相交流電源の受電端子、LSR,LSS,LSTは
交流リアクトル、CC1は第１の循環電流式サイクロコン
バータ、CC2は第２の循環電流式サイクロコンバータ、
Ｍは３相交流電動機、CAP1〜CAP3は、高周波進相コンデ
ンサ、TRは高周波絶縁トランスである。
第１のサイクロコンバータCC1は、３台の他励コンバー
タ（交直電力変換器）SS1〜SS3及び直流リアクトルL1〜
L3で構成される。すなわち、三角結線形循環電流式サイ
クロコンバータである。
第２のサイクロコンバータCC2は、３台の他励コンバー
タSS4〜SS6及び直流リアクトルL4〜L5で構成される。
上記第１及び第２のサイクロコンバータの中で、他励コ
ンバータSS1とSS4の入力側端子同志が接続され、その端
子に進相コンデンサCAP1が接続される。
同様に、他励コンバータSS2とSS5の入力側端子同志が接
続され、その端子に進相コンデンサCAP2が接続される。
さらに、他励コンバータSS3とSS6の入力側端子同志が接
続され、その端子に進相コンデンサCAP3が接続される。
３組の進相コンデンサCAP1〜CAP3は高周波絶縁トランス
によって電気的に結合される。
第１のサイクロコンバータCC1の出力側端子は交流リア
クトルLSR,LSS,LSTを介して３相交流電源端子R,S,Tに接
続されている。
また、第２のサイクロコンバータCC2の出力側端子は、
３相交流電動機Ｍの電機子巻線に接続されている。
また、制御回路として次のものが用意されている。
すなわち、CTR,CTS,CTTは入力電流検出器、CTU,CTV,CTW
は出力電流検出器、PTcapは高周波電圧検出器、Ｄは整
流回路、PGは電動機Ｍの回転速度検出器、AVRは電圧制
御回路、ACR1は入力電流制御回路、SPCは速度制御回
路、ACR2は出力電流制御回路、PHC1,PHC2は位相制御回
路、Oscは基準電圧発生器（外部発振器）である。
以下、その動作を説明する。
第１のサイクロコンバータCC1は、進相コンデンサCAP1
〜CAP3に印加される３相交流電圧va,Vb,Vcの波高値Vcap
がほぼ一定になるように、３相交流電源から供給される
電流IR,IS,ITを制御する。
また、第２のサイクロコンバータCC2は、前記進相コン
デンサCAP1〜CAP2を３相電圧源とし、交流電動機Ｍに可
変電圧可変周波数の３相交流電力を供給する。
両サイクロコンバータCC1,CC2の位相制御には、外部発
振器Oscからの３相基準電圧ea,eb,ecの信号を用いてお
り、上記進相コンデンサCAP1〜CAP3に印加される電圧V
a,Vb,Vcの周波数と位相は、当該基準電圧ea,eb,ecの周
波数と位相に一致する。
進相コンデンサCAP1〜CAP3の電圧va,Vb,Vcを確立させる
ための起動動作及び電圧確立後、当該電圧Va,Vb,Vcの周
波数と位相が、上記基準電圧ea,eb,ecの周波数と位相に
一致する動作の説明は、特願昭61−165028号等に詳しく
記載されているので、それらを参照願いたい。
電圧確立後、第１のサイクロコンバータCC1は次のよう
に制御される。
まず、高周波電圧検出器PTcapにより進相コンデンサCAP
1〜CAP3に印加される３相電圧Va,Vb,Vcを検出し、整流
回路Ｄを介して電圧波高値Vcapを求める。
電圧制御回路AVRでは、上記電圧波高値の検出値Vcapと
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差ωＶ＝▲Ｖ*
cap▼−Vcapを増幅（あるいは積分）し、入力電流の波
高値▲Ｉ* sm▼を求め、その値に電源電圧VR,VS,VTに同
期した単位正弦波を乗じて、次のような３相入力電流指
令▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼を電流制御回路ACR1に
与える。
▲Ｉ* R▼＝▲Ｉ* sm▼・sinωst …（１） ▲Ｉ* S▼＝▲Ｉ* sm▼・sin（ωst−２π/3） …（２） ▲Ｉ* T▼＝▲Ｉ* sm▼・sin（ωst＋２π/3） …（３） ただし、▲Ｉ* sm▼＝KV・εＶで、KVは電圧制御を比例
増幅した場合の比例定数とする。
一方、３相入力電流IR,IS,ITは、電流検出器CTR,CTS,CT
Tによって検出され、入力電流制御回路ACR1に入力され
る。
入力電流制御回路ACR1では、上記電流検出値IR,IS,ITと
前記電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼を各々比
較し、各偏差εＲ＝▲Ｉ* R▼−IR,εＳ＝▲Ｉ* S▼−IS,
εＴ＝▲Ｉ* T▼−ITを増幅（KI倍）する。さらに次の演
算によって、位相制御入力信号υα １〜υα ３を求め
る。
υα １＝KI（εＲ−εＳ） …（４） υα ２＝KI（εＳ−εＴ） …（５） υα ３＝KI（εＴ−εＲ） …（６） ここで、υα １は第１のサイクロコンバータCC1の他励
コンバータSS1の位相制御入力信号となる。同様に
υα 2,υα ３は各々他励コンバータSS2及びSS3の位相制
御入力信号となる。
これらの位相制御入力信号υα １〜υα ３は位相制御回
路PHC1に入力され、外部発振器Oscから与えられる３相
基準信号ea,eb,ecと比較され、第１のサイクロコンバー
タCC1を構成する他励コンバータSS1〜SS3の点弧位相角
α１〜α３を決定する。
他励コンバータSS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は、上記位相
制御入力信号υα １〜υα ３に各々比例した値になるこ
とは公知のことである。
まず、電流制御の動作を説明する。Ｒ相を例にとって説
明を行う。
▲Ｉ* R▼＞IRとなつた場合、偏差εＲが正の値となり、
υα １を増加させ、υα ３を減少させる。故にSS1の出
力電圧V1が図の矢印方向に増大し、逆にSS3の出力電圧V
3が減少する。この結果、SS1の出力電流I1が増加し、SS
3の出力電流I3が減少し、Ｒ相電流IR＝I1−I3は増加
し、指令値▲Ｉ* R▼に近づく。
逆に▲Ｉ* R▼＜IRとなった場合、偏差εＲは負の値とな
り、SS1の出力電圧V1が減少し、SS3の出力電圧V3が増大
する。この結果、IR＝I1−I3は減少し、やはり、指令値
▲Ｉ* R▼に近づく。
指令値▲Ｉ* R▼を（１）式のように正弦波状に変化させ
た場合には、Ｒ相実電流IRもそれに追従して、正弦波に
制御される。
Ｓ相,T相電流も同様に制御される。
次に電圧波高値Vcapの制御動作を説明する。
▲Ｖ* cap▼＞Vcapとなった場合、偏差εＶは正の値とな
り、入力電流の波高値指令▲Ｉ* sm▼を増加させる。入
力電流R,IS,ITは前述のようにその指令値▲Ｉ* R▼，▲
Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼に従って制御され、しかも各相の電源
電圧VR,VS,VTと同相の正弦波に制御される。故に電源か
らは次式で表わされる有効電力Piが供給される。
ただし、Vsmは上記電源電圧の波高値,Ismは入力電流波
高値で、前記指令値▲Ｉ* sm▼に一致する。
従って、Ism＝▲Ｉ* sm▼が増加した分だけ、有効電力Pi
も増加し、エネルギーPi・ｔとして、高周波進相コンデ
ンサCAP1〜CAP3の蓄積エネルギーを増大させる。すなわ
ち、 となって、電圧波高値Vcapを増加させ、指令値▲Ｖ* cap
▼に近づく。
逆に、▲Ｖ* cap▼＜Vcapとなった場合、偏差εＶは、負
の値となり、有効電力Piを減少あるいは、負の値（電力
回生）にして、進相コンデンサCAP1〜CAP3の蓄積エネル
ギーを減少させる。故に電圧波高値Vcapは減少し、指令
値▲Ｖ* cap▼に一致するように制御される。
また、第２のサイクロコンバータCC2は次のように制御
される。
まず、回転速度検出器PGにより交流電動機Ｍの回転速度
ωｒを検出し、速度制御回路SPCに入力する。
速度制御回路SPCでは、上記速度検出値ωｒと速度指令
値▲ω* r▼を比較し、その偏差に応じて電動機に供給す
る電流の指令値▲Ｉ* U▼，▲Ｉ* V▼，▲Ｉ* W▼を作る。
電動機Ｍが誘導電動機である場合、上記電流指令値▲Ｉ
* U▼，▲Ｉ* V▼，▲Ｉ* W▼はベクトル制御等の手段によ
り求められる。
また、電動機Ｍが同期電動機である場合、上記電流指令
値▲Ｉ* U▼，▲Ｉ* V▼，▲Ｉ* W▼は、電動機の回転子
（界磁）位置に同期した３相単位正弦波に速度偏差εＮ
＝▲ω* r▼−ωｒを増幅（KN倍とする）した値▲Ｉ* Lm
▼＝KN・εＮを乗じて、次式のように作られる。
▲Ｉ* U▼＝▲Ｉ* Lm▼・sinωot …（９） ▲Ｉ* V▼＝▲Ｉ* Lm▼・sin（ωot−２π/3） …（10） ▲Ｉ* W▼＝▲Ｉ* Lm▼・sin（ωot＋２π/3） …（11） ただし、ωｏ＝２πfoは同期電動機の回転角周波数であ
る。
このようにして求められた電流指令値▲Ｉ* U▼，▲Ｉ* V
▼，▲Ｉ* W▼は、次の出力電流制御回路ACR2に入力さ
れ、電流検出器CTU,CTV,CTWによって検出された出力電
流IU,IV,IWと各々比較される。
各相の電流偏差は各々増幅され、入力電流制御回路ACR1
と同様の手法により、位相制御入力信号υα ４〜υα ６
が得られ、当該位相制御信号υα ４〜υα ６に比例した
電圧V4〜V6を発生するように第２のサイクロコンバータ
CC2を構成する他励コンバータSS4〜SS6の点弧位相α４
〜α６が決定される。
出力電流IU,IV,IWは、各々の電流指令値▲Ｉ* U▼，▲Ｉ
* V▼，▲Ｉ* W▼に従って正弦波に制御される。その結
果、電動機Ｍの回転速度ωｒは、その指令値▲ω* r▼に
一致するように制御される。
第２のサイクロコンバータCC2の循環電流Io2は、当該サ
イクロコンバータの入力側（高周波側）の無効電力Qcc2
がほぼ一定になるように制御される。
また、第１のサイクロコンバータCC1の循環電流Io1は、
進相コンデンサCAP1〜CAP3に印加される電圧Va,Vb,Vcの
周波数と位相が、外部発振器Oscから与えられる位相基
準信号ea,eb,ecの周波数と位相に一致するように、自動
的に調整される。すなわち、定常状態では、進相コンデ
ンサCAP1〜CAP3の進み無効電力をQcapとした場合、CC1
のとる遅れ無効電力Qcc1は、 Qcc1＝Qcap−Qcc2 …（12） となるようにCC1の循環電流Io1が自動的に調整される。
第２図は第１図の装置の第２のサイクロコンバータCC2
の各部電流波形を示す。
図中（ａ）はCC2の出力電流IU,IV,IWを示すもので、そ
の波高値をImとしている。
（ｂ）は各コンバータの出力電流I4〜I6を示すもので、
（ｅ）に示すような波形の循環電流Io2を流したときの
ものである。
（ｃ）はCC2の循環電流Io2を例にしたときの各コンバー
タの出力電流▲Ｉ0 4▼〜▲Ｉ0 6▼を示す。他励コンバー
タSS4の出力電流▲Ｉ0 4▼は（ｃ）の実線のような波形
となる。
（ｄ）は、（ｂ）で示す波形の各コンバータの出力電流
の和ITOTAL＝I4＋I5＋I6と、（ｃ）で示す波形の各コン
バータの出力電流の和▲Ｉ0 TOTAL▼＝▲Ｉ0 4▼＋▲Ｉ0 5
▼＋▲Ｉ0 6▼の波形を示す。CC2の入力側（高周波側）
の無効電力Qcc2をほぼ一定にするため、破線で示すI
TOTALは大略一定となる。
CC2の循環電流Io2はITOTALと▲Ｉ0 TOTAL▼との差の（1/
3）が流れ、（ｅ）で示すような波形となる。
第２図（ｂ）において、他励コンバータSS4の出力電流I
4は直流分ITOTAL/3と、交流分I4ACからなり、当該交流
分I4ACは、Ｕ相出力電流IUをIU＝Im・sinωotとした場
合、次式のように表わされる。
同様に、SS5及びSS6の出力電流I5,I6の交流分I5AC,I6AC
は次式のように表わされる。
この結果、IU＝I4−I6,IV＝I5−I4,IW＝I6−I5が成り立
つ。
他励コンバータSS4の入力電流ISS4は出力電流I4に比例
した値の高周波電流（周波数は、外部発振器Oscから与
えられる基準信号ea,eb,ecの周波数fcで、例えば1kHz）
となる。コンバータSS4の点弧位相各をα４とした場
合、SS4がとる有効電力PSS4はI4・cosα４に比例し、無
効電力QSS4はI4・sinα４に比例する。この無効電力Q
SS4は進相コンデンサCAP1の進み無効電力Qcap1の半分の
値だけ打ち消される（Qcap1の残りの半分は第１のサイ
クロコンバータCC1のSS1がとる無効電力QSS1を打ち消す
と考える）。
前記SS4の点弧位相角α４は90゜を中心として、刻々と
変化するが、ここで説明を簡単にするためα４≒90゜と
して説明を行う。故にSS4のとる無効電力QSS4はSS4の出
力電流I4に比例する。前にも述べたようにSS4の出力電
流I4は、直流分ITOTAL/3と、交流分I4ACから成り、この
直流分ITOTAL/3に対応するSS4の無効電力QSS4(Dc)を進
相コンデンサCAP1の半分容量が打ち消すように選ぶ。
この結果、交流分I4ACに対応するSS4の無効電力QSS4(Ac
)が、高周波絶縁トランスTRを介して他のコンバータSS5
及びSS6に出入りすることになる。
以上は有効電力PSS4を無視して説明したが、有効電力P
SS4に対しても同様に直流分PSS4(Dc)と交流分PSS4(Ac)
が考えられ、直流分については、第１のサイクロコンバ
ータCC1のコンバータSS1から供給され、交流分がトラン
スTRを介して他のコンバータSS5及びSS6に出入りするこ
とになる。
他のコンバータSS5,SS6についても同様になる。
また、第１のサイクロコンバータCC1についても同様
に、各コンバータSS1〜SS3の出力電流I1〜I3の交流分に
対応する有効電力及び無効電力がトランスTRを介して出
入りする。
従来の装置では、交流分に対応する有効，無効電力だけ
でなく、直流分に対応する有効，無効電力が、トランス
TRを介して出入りするため、いきおい、トランスTRの容
量が増大してしまう欠点があった。これに対して本発明
装置では、高周波トランスを介して出入りする電力は、
交流出力電流IU,IV,IWに基づく交流分に対応するものだ
けになり、当該トランス容量を大幅に低減させることが
可能となる。
また、負荷が軽くなった場合、前記交流出力電流IU,IV,
IWの波高値Imも小さくなり、各コンバータの出力電流の
交流分が小さくなって、トランスTRを出入りする電力は
ごくわずかな値になる。その結果、軽負荷時の損失が小
さくなり、従来装置の欠点であった軽負荷時の運転効率
を、大幅に改善できるようになる。
第１図の装置では６パルスのサイクロコンバータについ
て説明したが、12パルス,18パルス,24パルス等でも同様
に達成できることは言うまでもない。なお、12パルスc/
cでは進相コンデンサの分割数は６となり、高周波トラ
ンスの巻線数も６必要となる。18,24パルスc/cも同様に
分割数が各々9,12と増えていく。
〔発明の効果〕
以上のように、本発明の高周波リンク変換装置は、高周
波絶縁トランスの容量を大幅に低減させることが可能と
なり、また、軽負荷時の損失が減少し、運転効率を格段
に向上させることができる。さらにトランスの巻線数を
減らすことができ、コストの低減及び小形軽量化を図る
ことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示す
構成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するための
電流波形図、第３図は従来の高周波リンク変換装置の構
成図である。 R,S,T……３相交流電源端子 LSR,LSS,LST……交流リアクトル CC1……第１の三角結線形循環電流式サイクロコンバー
タ SS1〜SS3……他励コンバータ L1〜L3……直流リアクトル CAP1〜CAP3……高周波進相コンデンサ TR……高周波絶縁トランス CC2……第２の三角結線形循環電流式サイクロコンバー
タ SS4〜SS6……他励コンバータ L4〜L6……直流リアクトル Ｍ……交流電動機、PG……回転速度検出器 CTR,CTS,CTT……入力電流検出器 CTU,CTV,CTW……出力電流検出器 PTcap……高周波電圧検出器、Ｄ……整流回路 Osc……外部発振器 PHC1,PHC2……位相制御回路 ACR1,ACR2……電流制御回路 AVR……電圧制御回路 SPC……速度制御回路

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】３相交流電源と、当該交流電源に交流リア
    クトルを介して出力側端子が接続された第１の三角結線
    形循環電流式サイクロコンバータと、３相交流負荷と、
    当該交流負荷に出力側端子が接続された第２の三角結線
    形循環電流式サイクロコンバータと、前記第１及び第２
    のサイクロコンバータを構成する各他励コンバータ（交
    直電力変換器）毎に入力側端子を接続し、その共通入力
    側端子毎に分割して接続された複数組の高周波進相コン
    デンサと、当該複数組の進相コンデンサを絶縁し、電気
    的に結合させる高周波トランスとを具備してなる高周波
    リンク変換装置。
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