JPS6349801B2 - - Google Patents
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- JPS6349801B2 JPS6349801B2 JP9760180A JP9760180A JPS6349801B2 JP S6349801 B2 JPS6349801 B2 JP S6349801B2 JP 9760180 A JP9760180 A JP 9760180A JP 9760180 A JP9760180 A JP 9760180A JP S6349801 B2 JPS6349801 B2 JP S6349801B2
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- load
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- transistor
- lamp
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
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- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば複写機等の露光ランプにお
ける負荷電力を電源変動等にかかわらず常に一定
に保つようにした負荷電力安定化装置に関する。
ける負荷電力を電源変動等にかかわらず常に一定
に保つようにした負荷電力安定化装置に関する。
例えば、複写機の露光ランプの点灯回路に用い
られる負荷電力安定化装置（ランプレギユレー
タ）には、従来次に掲げる方式のものがある。
られる負荷電力安定化装置（ランプレギユレー
タ）には、従来次に掲げる方式のものがある。
(A) ランプの電圧又は電流の平均値を平均回路に
よつて検出し、その検出した平均値と基準値と
の誤差に応じてランプへの給電を位相制御して
供給電力を一定にし、それによつてランプ光量
を一定に保つ方式。
よつて検出し、その検出した平均値と基準値と
の誤差に応じてランプへの給電を位相制御して
供給電力を一定にし、それによつてランプ光量
を一定に保つ方式。
(B) ダイオード等の非直線性を利用してランプ電
圧の近似的な実効値を検出し、その検出した近
似実効値と基準値との誤差に応じてランプへの
給電を位相制御して供給電力を一定にし、それ
によつてランプ光量を一定に保つ方式。
圧の近似的な実効値を検出し、その検出した近
似実効値と基準値との誤差に応じてランプへの
給電を位相制御して供給電力を一定にし、それ
によつてランプ光量を一定に保つ方式。
(C) ランプの電圧又は電流の実効値を、ランプの
発熱又は発光量が印加電圧又は電流の実効値に
比例することを利用して検出し、その検出した
実効値と基準値との誤差に応じてランプへの給
電を位相制御して供給電力を一定にし、それに
よつてランプ光量を一定に保つ方式。
発熱又は発光量が印加電圧又は電流の実効値に
比例することを利用して検出し、その検出した
実効値と基準値との誤差に応じてランプへの給
電を位相制御して供給電力を一定にし、それに
よつてランプ光量を一定に保つ方式。
しかしながら、上記(A)〜(C)の各方式によるラン
プレギユレータは、夫々次の(イ)〜(ハ)のような欠点
がある。
プレギユレータは、夫々次の(イ)〜(ハ)のような欠点
がある。
(イ) ランプ光量を一定にするには、ランプの電圧
又は電流の実効値を一定にする必要があるが、
交流波形が変化しなければ、実効値と平均値の
比（波形率）は一定であるので、平均値を一定
に保つようにしても同様の効果が得られる。
又は電流の実効値を一定にする必要があるが、
交流波形が変化しなければ、実効値と平均値の
比（波形率）は一定であるので、平均値を一定
に保つようにしても同様の効果が得られる。
ところが、(A)の方式では位相制御を行なうた
め、交流波形が変化して波形率が変わり、平均
値ではランプ光量を一定にすることができなく
なる。
め、交流波形が変化して波形率が変わり、平均
値ではランプ光量を一定にすることができなく
なる。
(ロ) (B)の方式では、位相変化の狭い範囲では近似
的に実効値検出方式と同等の精度が得られる
が、広範囲に亘る位相変化に対しては十分な精
度を確保できず、また回路自体が複雑である。
的に実効値検出方式と同等の精度が得られる
が、広範囲に亘る位相変化に対しては十分な精
度を確保できず、また回路自体が複雑である。
(ハ) (C)の方式では、検出に時間がかかるため応答
性が悪く、またランプの発光を受光素子によつ
て検出する場合、露光ランプと同一の条件で点
灯する別なパイロツトランプを使用して行なつ
ているので、ランプ切れ、汚れに対する保守が
必要である。
性が悪く、またランプの発光を受光素子によつ
て検出する場合、露光ランプと同一の条件で点
灯する別なパイロツトランプを使用して行なつ
ているので、ランプ切れ、汚れに対する保守が
必要である。
その他、計測器等に用いられている最急降下法
による実効値変換を利用して実効値を演算するこ
とが考えられるが、演算回路が複雑であり、コス
ト上の問題がある。
による実効値変換を利用して実効値を演算するこ
とが考えられるが、演算回路が複雑であり、コス
ト上の問題がある。
このような背景に鑑み、本出願人は先に、負荷
の電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を、ソー
スバイアス電圧をピンチオフ電圧と一致させるこ
とによつて得られる電界効果トランジスタの入出
力間における二乗特性を利用して検出し、その検
出した実効値又は二乗平均値と予め設定した基準
値との誤差に応じて負荷への給電を位相制御して
負荷電力を一定に保つようにした負荷電力安定化
装置を、特願昭54−156656号（特開昭56−79310
号）として特許出願している。
の電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を、ソー
スバイアス電圧をピンチオフ電圧と一致させるこ
とによつて得られる電界効果トランジスタの入出
力間における二乗特性を利用して検出し、その検
出した実効値又は二乗平均値と予め設定した基準
値との誤差に応じて負荷への給電を位相制御して
負荷電力を一定に保つようにした負荷電力安定化
装置を、特願昭54−156656号（特開昭56−79310
号）として特許出願している。
その発明で利用している電界トランジスタによ
る二乗特性について第１図を参照して説明する。
る二乗特性について第１図を参照して説明する。
Ｎチヤンネル形の電界効果トランジスタ
（FET）１のドレイン（出力）電流IDとゲート・
ソース間の入力電圧VGSとの間には ID＝IDSS（VGS／VP−１）2 ……(1) の関係が成立する。
（FET）１のドレイン（出力）電流IDとゲート・
ソース間の入力電圧VGSとの間には ID＝IDSS（VGS／VP−１）2 ……(1) の関係が成立する。
なお、(1)式において、IDSSはFET１のゲートＧ
とソースＳ間をシヨートした時（VGS＝０のドレ
イン飽和電流であり、VPはピンチオフ電圧（ID＝
０となるための｜VGS｜の値）である。
とソースＳ間をシヨートした時（VGS＝０のドレ
イン飽和電流であり、VPはピンチオフ電圧（ID＝
０となるための｜VGS｜の値）である。
入力電圧VGSは、ソースバイアス電圧VSからゲ
ート入力電圧VGを差し引いた値であるから、(1)
式は ID＝IDSS（VS／VP−VG／VP−１）2 ……(2) となる。
ート入力電圧VGを差し引いた値であるから、(1)
式は ID＝IDSS（VS／VP−VG／VP−１）2 ……(2) となる。
この(2)式において、VS＝VPとすると
ID＝IDSS／VP 2・VG 2＝KVG 2 ……(3)
となる。なお、Ｋ＝IDSS／VP 2は一定である。
したがつて、例えばバイアス回路を構成する可
変抵抗器RSを調整して、ソースバイアス電圧VS
をFET１のピンチオフ電圧VPと一致するように
すれば、FET１の出力電流IDはゲート入力電圧
VGの二乗に比例し、その出力電圧V0も(4)式に示
すようになり、 V0＝VDD−ID・RD＝VDD−Ｋ・RD・VG 2 ……(4) 入力電圧VGの二乗に比例する成分を含む。な
お、(4)式中RDはドレイン抵抗の抵抗値である。
変抵抗器RSを調整して、ソースバイアス電圧VS
をFET１のピンチオフ電圧VPと一致するように
すれば、FET１の出力電流IDはゲート入力電圧
VGの二乗に比例し、その出力電圧V0も(4)式に示
すようになり、 V0＝VDD−ID・RD＝VDD−Ｋ・RD・VG 2 ……(4) 入力電圧VGの二乗に比例する成分を含む。な
お、(4)式中RDはドレイン抵抗の抵抗値である。
そこで、このように設定したFET１からなる
二乗回路に、ランプ電圧に応じた直流電圧を入力
し、その出力を積分（平滑）回路によつて平均化
すれば、ランプ電圧の二乗平均値に応じた値が得
られ、さらにその平方根を取れば実効値に応じた
値も得られる。
二乗回路に、ランプ電圧に応じた直流電圧を入力
し、その出力を積分（平滑）回路によつて平均化
すれば、ランプ電圧の二乗平均値に応じた値が得
られ、さらにその平方根を取れば実効値に応じた
値も得られる。
そして、これを負荷電力安定化装置に適用すれ
ば、非常に簡単な回路構成で全位相変化範囲に亘
つて負荷電圧又は電流の二乗平均値又は実効値を
高速にしかも精度良く検出でき、それによつてラ
ンプへの供給電力の制御も高精度で行なえ、ラン
プ光量を常に一定に保てる。
ば、非常に簡単な回路構成で全位相変化範囲に亘
つて負荷電圧又は電流の二乗平均値又は実効値を
高速にしかも精度良く検出でき、それによつてラ
ンプへの供給電力の制御も高精度で行なえ、ラン
プ光量を常に一定に保てる。
しかしながら、上記のような二乗回路において
は、次のような難点がある。
は、次のような難点がある。
すなわち、FET１のピンチオフ電圧VPは一般
に正に温度係数を有し、温度が上昇する程大きい
値となる。そのため、FET１のソースバイアス
電圧VSが一定であると、温度変化によりVS＝VP
なる条件を満足できなくなつてしまい、ゲート入
力電圧VGが一定でも二乗出力V0が変化すること
になる。
に正に温度係数を有し、温度が上昇する程大きい
値となる。そのため、FET１のソースバイアス
電圧VSが一定であると、温度変化によりVS＝VP
なる条件を満足できなくなつてしまい、ゲート入
力電圧VGが一定でも二乗出力V0が変化すること
になる。
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであ
り、前述のような実効値又は二乗平均値検出回路
を用いた負荷電力安定化装置において、温度が変
化しても常にVs＝Vpなる条件を満足するように
して、負荷の電圧又は電流の実効値又は二乗平均
値を正確に検出し、負荷電流を一定に保つことが
できるようにすることを目的とする。
り、前述のような実効値又は二乗平均値検出回路
を用いた負荷電力安定化装置において、温度が変
化しても常にVs＝Vpなる条件を満足するように
して、負荷の電圧又は電流の実効値又は二乗平均
値を正確に検出し、負荷電流を一定に保つことが
できるようにすることを目的とする。
この発明は上記の目的を達成するため、負荷の
電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を、ソース
バイアス電圧をピンチオフ電圧と一致させること
によつて得られる電界効果トランジスタの入出力
間における二乗特性を利用して検出すると共に、
その検出した実効値又は二乗平均値と予め設定し
た基準値との誤差に応じて負荷への給電を位相制
御して負荷電力を一定に保つようにした負荷電力
安定装置において、 電源とアース間にエミツタとコレクタをそれぞ
れエミツタ負荷とコレクタ負荷を介して接続した
トランジスタのコレクタより得られる出力電圧を
上記電界効果トランジスタにソースバイアス電圧
として印加するソースバイアス回路を設け、 上記トランジスタを上記出力電圧の温度係数が
上記電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温
度係数と同じ極性となるように選び、このトラン
ジスタのコレクタ負荷とエミツタ負荷との比率を
可変することにより、上記出力電圧の温度係数と
電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温度係
数とを一致させるように上記コレクタ負荷又はエ
ミツタ負荷を調整するための第１の調整手段と、 上記トランジスタのベース電位を変更すること
によりその動作点を調整して、上記出力電圧を電
界効果トランジスタのピンチオフ電圧と一致させ
るように調整するための第２の調整手段とを設け
たものである。
電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を、ソース
バイアス電圧をピンチオフ電圧と一致させること
によつて得られる電界効果トランジスタの入出力
間における二乗特性を利用して検出すると共に、
その検出した実効値又は二乗平均値と予め設定し
た基準値との誤差に応じて負荷への給電を位相制
御して負荷電力を一定に保つようにした負荷電力
安定装置において、 電源とアース間にエミツタとコレクタをそれぞ
れエミツタ負荷とコレクタ負荷を介して接続した
トランジスタのコレクタより得られる出力電圧を
上記電界効果トランジスタにソースバイアス電圧
として印加するソースバイアス回路を設け、 上記トランジスタを上記出力電圧の温度係数が
上記電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温
度係数と同じ極性となるように選び、このトラン
ジスタのコレクタ負荷とエミツタ負荷との比率を
可変することにより、上記出力電圧の温度係数と
電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温度係
数とを一致させるように上記コレクタ負荷又はエ
ミツタ負荷を調整するための第１の調整手段と、 上記トランジスタのベース電位を変更すること
によりその動作点を調整して、上記出力電圧を電
界効果トランジスタのピンチオフ電圧と一致させ
るように調整するための第２の調整手段とを設け
たものである。
このように構成すれば、第１の調整手段によつ
てソースバイアス回路のトランジスタのコレクタ
より得られる出力電圧と電界効果トランジスタの
ピンチオフ電圧Vpの温度係数を一致させるよう
に調整し、第２の調整手段によつて上記出力電圧
を電界効果トランジスタのピンチオフ電圧Vpと
一致させるようにトランジスタの動作点を調整す
ると、その出力電圧がソースバイアス電圧Vsと
して電界効果トランジスタのソースに印加される
ので、温度が変化してもVsとVpが同様に変化し
て常時Vs＝Vpの関係が維持される。
てソースバイアス回路のトランジスタのコレクタ
より得られる出力電圧と電界効果トランジスタの
ピンチオフ電圧Vpの温度係数を一致させるよう
に調整し、第２の調整手段によつて上記出力電圧
を電界効果トランジスタのピンチオフ電圧Vpと
一致させるようにトランジスタの動作点を調整す
ると、その出力電圧がソースバイアス電圧Vsと
して電界効果トランジスタのソースに印加される
ので、温度が変化してもVsとVpが同様に変化し
て常時Vs＝Vpの関係が維持される。
したがつて、前述の問題が解決され、負荷の電
圧又は電流の実効値又は二乗平均値を正確に検出
して、負荷電力を一定に保つことができる。
圧又は電流の実効値又は二乗平均値を正確に検出
して、負荷電力を一定に保つことができる。
以下、この発明の実施例を図面の第２図及び第
３図を参照して説明する。
３図を参照して説明する。
第２図は、この発明による負荷電力安定化装置
を複写機の露光ランプのランプレギユレータに適
用した場合の実施例を示すブロツク回路図であ
る。
を複写機の露光ランプのランプレギユレータに適
用した場合の実施例を示すブロツク回路図であ
る。
この第２図において、ランプ２には、交流電源
（AC200V）４からの電圧が後述するトリガパル
ス発生回路１４からのトリガパルスSPによりター
ンオンされる双方向性三端子サイリスタ（以下
「トライアツク」という）３によつて位相制御さ
れて印加されている。
（AC200V）４からの電圧が後述するトリガパル
ス発生回路１４からのトリガパルスSPによりター
ンオンされる双方向性三端子サイリスタ（以下
「トライアツク」という）３によつて位相制御さ
れて印加されている。
このランプ電圧Voutを、ランプ電圧検出トラ
ンス５によつて絶縁的に検出した後、整流回路６
によつて両波整流する。
ンス５によつて絶縁的に検出した後、整流回路６
によつて両波整流する。
次に、このようにして得た電源周波数の２倍の
周波数で脈動する直流電圧Vaを、温度補正作用
もなす二乗回路７によつて二乗演算して電圧V0
（V0∝Va2）を得る。
周波数で脈動する直流電圧Vaを、温度補正作用
もなす二乗回路７によつて二乗演算して電圧V0
（V0∝Va2）を得る。
この二乗回路７は、整流回路６の出力端子間に
直列に接続した抵抗R3，R4と、ゲートＧを抵抗
R3，Ｒの4接続点ａに、ドレインＤを抵抗RDを介
して直流電圧（＋12V）VDDが供給される電源端
子ｄに、ソースＳをコンデンサＣを介してアース
に、夫々接続したＮチヤンネル形の電界効果トラ
ンジスタ（FET）１と、ソースバイアス電圧VS
を出力するソースバイアス回路８とからなる。
直列に接続した抵抗R3，R4と、ゲートＧを抵抗
R3，Ｒの4接続点ａに、ドレインＤを抵抗RDを介
して直流電圧（＋12V）VDDが供給される電源端
子ｄに、ソースＳをコンデンサＣを介してアース
に、夫々接続したＮチヤンネル形の電界効果トラ
ンジスタ（FET）１と、ソースバイアス電圧VS
を出力するソースバイアス回路８とからなる。
このソースバイアス回路８は、直流電圧VDDが
供給される電源端子ｄとアースとの間に直列に接
続した可変抵抗R1及び抵抗R2と、ベースをその
ままその接続点ｂに、エミツタをエミツタ負荷で
ある可変抵抗Reを介して電源端子ｄに、コレク
タをコンデンサＣに並列に接続したコレクタ負荷
である抵抗Rcを介してアースに夫々接続したト
ランジスタ９とからなり、このソースバイアス回
路８は温度補償作用もなす。
供給される電源端子ｄとアースとの間に直列に接
続した可変抵抗R1及び抵抗R2と、ベースをその
ままその接続点ｂに、エミツタをエミツタ負荷で
ある可変抵抗Reを介して電源端子ｄに、コレク
タをコンデンサＣに並列に接続したコレクタ負荷
である抵抗Rcを介してアースに夫々接続したト
ランジスタ９とからなり、このソースバイアス回
路８は温度補償作用もなす。
なお、電源端子ｄに供給される直流電圧VDD
は、図示しない定電圧回路を介して供給されるの
で電圧変動がなく一定である。
は、図示しない定電圧回路を介して供給されるの
で電圧変動がなく一定である。
また、抵抗R3，R4の抵抗値は、その接続点ａ
から出力されるゲート入力電圧VGのピーク値が
ゲート・ソース間電圧VGSを越えないような値に
してある。
から出力されるゲート入力電圧VGのピーク値が
ゲート・ソース間電圧VGSを越えないような値に
してある。
さらに、コンデンサＣは、ゲート入力電圧VG
における電源周波数の２倍の周波数成分をバイパ
スするために設けてある。
における電源周波数の２倍の周波数成分をバイパ
スするために設けてある。
ここで、温度補償作用をなすソースバイアス回
路８について説明する。
路８について説明する。
ソースバイアス回路８の出力電圧はトランジス
タ９のコレクタから出力され、ソースバイアス電
圧VSとして電界効果トランジイタのソースに印
加される。したがつて、このソースバイアス電圧
VSは、 VS＝Rc／Re（ｒ・VDD−VBE） ……(5) ただし、ｒ＝R1／R1＋R2、 VBE：トランジスタのベース・エミツタ間電圧 と表わすことができ、その温度係数ΔVS／ΔTは、
直流電圧VDDの温度係数を零とすると(5)式より ΔVS／ΔV＝−Rc／Re・ΔVBE／ΔT ……(6) と表わすことができる。
タ９のコレクタから出力され、ソースバイアス電
圧VSとして電界効果トランジイタのソースに印
加される。したがつて、このソースバイアス電圧
VSは、 VS＝Rc／Re（ｒ・VDD−VBE） ……(5) ただし、ｒ＝R1／R1＋R2、 VBE：トランジスタのベース・エミツタ間電圧 と表わすことができ、その温度係数ΔVS／ΔTは、
直流電圧VDDの温度係数を零とすると(5)式より ΔVS／ΔV＝−Rc／Re・ΔVBE／ΔT ……(6) と表わすことができる。
(6)式において、トランジスタのベースエミツタ
間電圧VBEの温度係数ΔVBE／ΔTは、周知のよう
に負の値（約−２ｍＶ／℃）であるから、VSの
温度係数ΔVS／ΔTは、FET１のピンチオフ電圧
VPの温度係数と同様に正となる。しかも、Rc／
Reの値を可変することにより温度係数ΔVS／ΔV
を任意に設定することができる。
間電圧VBEの温度係数ΔVBE／ΔTは、周知のよう
に負の値（約−２ｍＶ／℃）であるから、VSの
温度係数ΔVS／ΔTは、FET１のピンチオフ電圧
VPの温度係数と同様に正となる。しかも、Rc／
Reの値を可変することにより温度係数ΔVS／ΔV
を任意に設定することができる。
したがつて、可変抵抗Reの抵抗値を可変して
ソースバイアス電圧VSの温度係数ΔVS／ΔTを、
FET１のピンチオフ電圧VPの温度係数ΔVP／ΔT
（例えば４ｍＶ／℃）と一致させると共に、VS＝
VPとなるように可変抵抗R1の抵抗値を可変して
ｒ（ｒ＝R1／R1＋R2）を選んでおけば、温度変化に よつてピンチオフ電圧Vpが変動しても、それに
応じてソースバイアス電圧VSが変化するので、
常にVS＝VPなる関係を維持できる。
ソースバイアス電圧VSの温度係数ΔVS／ΔTを、
FET１のピンチオフ電圧VPの温度係数ΔVP／ΔT
（例えば４ｍＶ／℃）と一致させると共に、VS＝
VPとなるように可変抵抗R1の抵抗値を可変して
ｒ（ｒ＝R1／R1＋R2）を選んでおけば、温度変化に よつてピンチオフ電圧Vpが変動しても、それに
応じてソースバイアス電圧VSが変化するので、
常にVS＝VPなる関係を維持できる。
それによつて、FET１のゲートＧに入力され
る電圧VGは、第１図において説明した原理によ
り、正確に二乗演算される。
る電圧VGは、第１図において説明した原理によ
り、正確に二乗演算される。
上述の説明から明らかなように、第２図のバイ
アス回路８において、可変抵抗Reはトランジス
タ９エミツタ負荷とコレクタ負荷との比率を、出
力電圧Vsの温度係数をFET１のピンチオフ電圧
Vpの温度係数と一致させるように調整するため
の第１の調整手段を兼ねており、可変抵抗R1は
トランジスタ９の出力電圧VsがFET１のピンチ
オフ電圧Vpと一致するように、トランジスタ９
のベース電位を変更することによりその動作点を
調整するための第２の調整手段である。
アス回路８において、可変抵抗Reはトランジス
タ９エミツタ負荷とコレクタ負荷との比率を、出
力電圧Vsの温度係数をFET１のピンチオフ電圧
Vpの温度係数と一致させるように調整するため
の第１の調整手段を兼ねており、可変抵抗R1は
トランジスタ９の出力電圧VsがFET１のピンチ
オフ電圧Vpと一致するように、トランジスタ９
のベース電位を変更することによりその動作点を
調整するための第２の調整手段である。
次に、この二乗回路７の出力電圧V0を平滑回
路等からなる平均回路１０により平均化し、電圧
VGの二乗平均値すなわちランプ電圧Voutの二乗
平均値に比例した直流電圧VL（VL∝Vout2）を得
る。
路等からなる平均回路１０により平均化し、電圧
VGの二乗平均値すなわちランプ電圧Voutの二乗
平均値に比例した直流電圧VL（VL∝Vout2）を得
る。
そして、この直流電圧VLの平方根を取れば、
ランプ電圧Voutの実効値に比例した直流電圧を
得ることができるが、直流電圧VLの値が確定す
れば、その平方根との関係は一定であり、またラ
ンプレギユレータは計測器ではなく実効値自体を
得なくとも充分効果があるので、この実施例では
直流電圧VLをそのまま利用する。
ランプ電圧Voutの実効値に比例した直流電圧を
得ることができるが、直流電圧VLの値が確定す
れば、その平方根との関係は一定であり、またラ
ンプレギユレータは計測器ではなく実効値自体を
得なくとも充分効果があるので、この実施例では
直流電圧VLをそのまま利用する。
この直流電圧VLと複写機の制御部からのコピ
ー濃度信号に応じて図示しない基準電圧選択回路
から出力される基準電圧VREFとを、反転型の差動
増幅器１１に入力して、VREFの電圧レベルに応じ
て増減し、且つ両者の差が大きくなる程低下し、
小さくなる程増加する誤差電圧VERを得る。
ー濃度信号に応じて図示しない基準電圧選択回路
から出力される基準電圧VREFとを、反転型の差動
増幅器１１に入力して、VREFの電圧レベルに応じ
て増減し、且つ両者の差が大きくなる程低下し、
小さくなる程増加する誤差電圧VERを得る。
次に、この誤差電圧VERと、鋸歯状波発生回路
１３からの電源４の第３図イに示すような交流電
圧に位相、周波数とも一致した同図ロに示すよう
な鋸歯状波電圧VTとを比較器１２によつて比較
し、VER＝VTの時点で所定期間ハイレベル“Ｈ”
となる信号Scを得て、トライアツク３の点弧角
を決定する。
１３からの電源４の第３図イに示すような交流電
圧に位相、周波数とも一致した同図ロに示すよう
な鋸歯状波電圧VTとを比較器１２によつて比較
し、VER＝VTの時点で所定期間ハイレベル“Ｈ”
となる信号Scを得て、トライアツク３の点弧角
を決定する。
そして、この信号Scをトリガパルス発生回路
１４に入力して、トライアツク３をトリガし得る
第３図ハに示すトリガパルスSPを形成し、このト
リガパルスSPをパルストランス１５を介してトラ
イアツク３のゲートに印加して、トライアツク３
をターンオンし、それによつてランプ２への供給
電圧波形を位相制御する。
１４に入力して、トライアツク３をトリガし得る
第３図ハに示すトリガパルスSPを形成し、このト
リガパルスSPをパルストランス１５を介してトラ
イアツク３のゲートに印加して、トライアツク３
をターンオンし、それによつてランプ２への供給
電圧波形を位相制御する。
このようにすれば、今何らかの理由でランプ電
圧Voutが上昇すると電圧VGも上昇する。電圧VG
が上昇すると、二乗回路７の出力V0が、電圧V2 G
による上昇分だけ減少（(4)式参照）し、平均回路
１０の出力VLも減少する。
圧Voutが上昇すると電圧VGも上昇する。電圧VG
が上昇すると、二乗回路７の出力V0が、電圧V2 G
による上昇分だけ減少（(4)式参照）し、平均回路
１０の出力VLも減少する。
そして、基準電圧VREFが一定で電圧VLが低く
なると、差動増幅器１１から出力される誤差電圧
VERが上昇するため、トリガパルス発生回路１４
から出力されるトリガパルスSPの発生位相が遅れ
る。
なると、差動増幅器１１から出力される誤差電圧
VERが上昇するため、トリガパルス発生回路１４
から出力されるトリガパルスSPの発生位相が遅れ
る。
すなわち、トライアツク３の遮断位相角θ（第
３図ハに示す）が大きくなり、ランプ２に印加さ
れる電圧Voutが減少する。
３図ハに示す）が大きくなり、ランプ２に印加さ
れる電圧Voutが減少する。
また、ランプ電圧Voutが低下すると、上記の
場合とは逆にトライアツク３の遮断位相角θが小
さくなり、ランプ電圧Voutが上昇する。
場合とは逆にトライアツク３の遮断位相角θが小
さくなり、ランプ電圧Voutが上昇する。
このように、ランプ２に印加される電圧Vout
が変化すると、これを元に戻すように動作するの
で、ランプ電圧Voutの二乗平均値は常に一定に
保たれる。換言すれば、ランプ電圧の実効値電圧
が一定になる。
が変化すると、これを元に戻すように動作するの
で、ランプ電圧Voutの二乗平均値は常に一定に
保たれる。換言すれば、ランプ電圧の実効値電圧
が一定になる。
それによつて、ランプ電力も一定になり、ラン
プ光量も一定になる。そのため、ランプの色温度
が一定になるので、コピーの演色性を常に一定に
することができる。
プ光量も一定になる。そのため、ランプの色温度
が一定になるので、コピーの演色性を常に一定に
することができる。
なお、上記実施例ではランプ電圧の二乗平均値
を検出する方式について述べたが、ランプ電流の
二乗平均値又は実効値を検出する方式にすること
もできる。
を検出する方式について述べたが、ランプ電流の
二乗平均値又は実効値を検出する方式にすること
もできる。
また、上記実施例では、この発明を、複写機の
露光ランプのランプレギユレータに適用した場合
について述べたが、ランプ以外の交流負荷のレギ
ユレータにも適用し得ることは勿論である。
露光ランプのランプレギユレータに適用した場合
について述べたが、ランプ以外の交流負荷のレギ
ユレータにも適用し得ることは勿論である。
以上説明したように、この発明による負荷電力
安定化装置にあつては、電界効果トランジスタに
よる二乗特性を利用した二乗回路において、ソー
スバイアス電圧をピンチオフ電圧の温度による変
動に応じて変化させ、両者を常に一致させる温度
補償機能を有するバイアス回路によつて発生させ
るようにしたので、環境温度が変化しても負荷の
電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を正確に検
出して制御することができる。
安定化装置にあつては、電界効果トランジスタに
よる二乗特性を利用した二乗回路において、ソー
スバイアス電圧をピンチオフ電圧の温度による変
動に応じて変化させ、両者を常に一致させる温度
補償機能を有するバイアス回路によつて発生させ
るようにしたので、環境温度が変化しても負荷の
電圧又は電流の実効値又は二乗平均値を正確に検
出して制御することができる。
そのため、電力制御を略±１％程度の高精度で
行なうことが可能となる。
行なうことが可能となる。
第１図はこの発明の前提となる負荷電力安定化
装置に用いる二乗回路の基本回路図である。第２
図はこの発明の実施例を示すブロツク回路図であ
る。第３図イ〜ハは第２図の動作説明に供する信
号波形図である。 １……電界効果トランジスタ（FET）、２……
ランプ、３……トライアツク、７……二乗回路、
８……ソースバイアス回路、９……トランジス
タ、１０……平均回路、１１……差動増幅器、１
２……比較器、１３……鋸歯状波発生回路、１４
……トリガパルス発生回路、１５……パルストラ
ンス、Re……可変抵抗（エミツタ負荷、第１の
調整手段）、R1……可変抵抗（第２の調整手段）。
装置に用いる二乗回路の基本回路図である。第２
図はこの発明の実施例を示すブロツク回路図であ
る。第３図イ〜ハは第２図の動作説明に供する信
号波形図である。 １……電界効果トランジスタ（FET）、２……
ランプ、３……トライアツク、７……二乗回路、
８……ソースバイアス回路、９……トランジス
タ、１０……平均回路、１１……差動増幅器、１
２……比較器、１３……鋸歯状波発生回路、１４
……トリガパルス発生回路、１５……パルストラ
ンス、Re……可変抵抗（エミツタ負荷、第１の
調整手段）、R1……可変抵抗（第２の調整手段）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 負荷の電圧又は電流の実効値又は二乗平均値
を、ソースバイアス電圧をピンチオフ電圧と一致
させることによつて得られる電界効果トランジス
タの入出力間における二乗特性を利用して検出す
ると共に、その検出した実効値又は二乗平均値と
予め設定した基準値との誤差に応じて前記負荷へ
の給電を位相制御して負荷電力を一定に保つよう
にした負荷電力安定化装置において、 電源とアース間にエミツタとコレクタをそれぞ
れエミツタ負荷とコレクタ負荷を介して接続した
トランジスタのコレクタより得られる出力電圧を
前記電界効果トランジスタにソースバイアス電圧
として印加するソースバイアス回路を設け、 前記トランジスタを前記出力電圧の温度係数が
前記電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温
度係数と同じ極性となるように選び、このトラン
ジスタのコレクタ負荷とエミツタ負荷との比率を
可変することにより、前記出力電圧の温度係数と
前記電界効果トランジスタのピンチオフ電圧の温
度係数とを一致させるように前記コレクタ負荷又
はエミツタ負荷を調整するための第１の調整手段
と、 前記トランジスタのベース電位を変更すること
によりその動作点を調整して、前記出力電圧を前
記電界効果トランジスタのピンチオフ電圧と一致
させるように調整するための第２の調整手段とを
設けたことを特徴とする負荷電力安定化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9760180A JPS5723122A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Load-power stabilizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9760180A JPS5723122A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Load-power stabilizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5723122A JPS5723122A (en) | 1982-02-06 |
| JPS6349801B2 true JPS6349801B2 (ja) | 1988-10-05 |
Family
ID=14196746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9760180A Granted JPS5723122A (en) | 1980-07-18 | 1980-07-18 | Load-power stabilizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5723122A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6188790A (ja) * | 1984-10-05 | 1986-05-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 掃除機の位相制御装置 |
| JP2693464B2 (ja) * | 1988-01-26 | 1997-12-24 | 松下電工株式会社 | 非常用照明装置 |
-
1980
- 1980-07-18 JP JP9760180A patent/JPS5723122A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5723122A (en) | 1982-02-06 |
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