JPS6350882B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6350882B2 JPS6350882B2 JP57215040A JP21504082A JPS6350882B2 JP S6350882 B2 JPS6350882 B2 JP S6350882B2 JP 57215040 A JP57215040 A JP 57215040A JP 21504082 A JP21504082 A JP 21504082A JP S6350882 B2 JPS6350882 B2 JP S6350882B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- antenna
- strip conductor
- microstripline
- conductor
- length
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
- H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
- H01Q13/206—Microstrip transmission line antennas
Landscapes
- Waveguide Aerials (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はマイクロストリツプラインアンテナに
関し、特に円偏波マイクロストリツプラインアン
テナの新しい構造に関する。
関し、特に円偏波マイクロストリツプラインアン
テナの新しい構造に関する。
従来の円偏波マイクロストリツプラインアンテ
ナには、第１図に示すような形式のものが提案さ
れている。第１図は誘電体基板１の裏面に地導体
２を一様に形成し、表面に直線片、正方形ルー
プ、直線片、正方形ループ、直線片、………、と
順次一連にして周期的に折曲げたストリツプ導体
３を形成してなる進行波アンテナであり、既にわ
れわれが提案している。
ナには、第１図に示すような形式のものが提案さ
れている。第１図は誘電体基板１の裏面に地導体
２を一様に形成し、表面に直線片、正方形ルー
プ、直線片、正方形ループ、直線片、………、と
順次一連にして周期的に折曲げたストリツプ導体
３を形成してなる進行波アンテナであり、既にわ
れわれが提案している。
しかしながら、この種のアンテナはすべて１本
の連続したストリツプ導体を周期的に折曲げて形
成してなる進行波アンテナであるため、周波数を
使用中心周波数より上下に変化させると、主ビー
ム方向が誘電体基板１の長手方向に沿つて走査す
る。このため一定方向での送受信に使用する場合
に、走査の影響を考慮すると周波数帯域幅に制限
を受ける欠点がある。
の連続したストリツプ導体を周期的に折曲げて形
成してなる進行波アンテナであるため、周波数を
使用中心周波数より上下に変化させると、主ビー
ム方向が誘電体基板１の長手方向に沿つて走査す
る。このため一定方向での送受信に使用する場合
に、走査の影響を考慮すると周波数帯域幅に制限
を受ける欠点がある。
それゆえに、本発明の主たる目的は、上述の欠
点を改善した新しい形式の円偏波マイクロストリ
ツプラインアンテナを提供するものである。
点を改善した新しい形式の円偏波マイクロストリ
ツプラインアンテナを提供するものである。
本発明は、一方の面に一様に地導体を設けた誘
電体板の表面に少なくとも１条以上の周期的に折
曲げたストリツプ導体を備えて、該ストリツプ導
体に進行波を伝播させることにより円偏波ビーム
を放射するようにしたマイクロストリツプライン
アンテナにおいて、前記ストリツプ導体は直線片
と、該直線片を一方側に配置したＵ字形部とが順
次一連に接続されて形成され、前記Ｕ字形部は前
記直線片と垂直な一対の腕辺と前記直線片に平行
な底辺とで形成され、かつ前記各腕辺の長さｂは
3λg／８（ただしλgは線路波長）に選ばれ、前記
直線片の長さ２ａは下記の式で示され、 2a＝｛(-n-m〓T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) （ｍとｎは整数、Ｔは次式で示される。） Ｔ＝１／πTan-1｛sinθm／（１−ηcosθm）｝ （θmは主ビーム方向、ηは実効波長短縮率であ
り、次式で示される。） η＝λg／λo （λoは自由空間波長） 前記底辺の長さｃは下記の式 ｃ＝｛（ｍ±Ｔ）λg−ｂ｝／｛１−ηcosθm） で示されることを特徴とするマイクロストリツプ
ラインアンテナ。
電体板の表面に少なくとも１条以上の周期的に折
曲げたストリツプ導体を備えて、該ストリツプ導
体に進行波を伝播させることにより円偏波ビーム
を放射するようにしたマイクロストリツプライン
アンテナにおいて、前記ストリツプ導体は直線片
と、該直線片を一方側に配置したＵ字形部とが順
次一連に接続されて形成され、前記Ｕ字形部は前
記直線片と垂直な一対の腕辺と前記直線片に平行
な底辺とで形成され、かつ前記各腕辺の長さｂは
3λg／８（ただしλgは線路波長）に選ばれ、前記
直線片の長さ２ａは下記の式で示され、 2a＝｛(-n-m〓T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) （ｍとｎは整数、Ｔは次式で示される。） Ｔ＝１／πTan-1｛sinθm／（１−ηcosθm）｝ （θmは主ビーム方向、ηは実効波長短縮率であ
り、次式で示される。） η＝λg／λo （λoは自由空間波長） 前記底辺の長さｃは下記の式 ｃ＝｛（ｍ±Ｔ）λg−ｂ｝／｛１−ηcosθm） で示されることを特徴とするマイクロストリツプ
ラインアンテナ。
本発明の好ましい実施態様は、前記ストリツプ
ライン導体の一組を複数組同一平面上に平行に配
置することを特徴とする。
ライン導体の一組を複数組同一平面上に平行に配
置することを特徴とする。
本発明の他の好ましい実施態様は、一方のスト
リツプ導体の前記Ｕ字形部は他方のストリツプ導
体のＵ字形部に平行とし、かつ一方のストリツプ
ライン導体のＵ字形部は他方のストリツプライン
導体のＵ字形部より半周期長（＝Ｌ／２）ずらせ
ることを特徴とする。
リツプ導体の前記Ｕ字形部は他方のストリツプ導
体のＵ字形部に平行とし、かつ一方のストリツプ
ライン導体のＵ字形部は他方のストリツプライン
導体のＵ字形部より半周期長（＝Ｌ／２）ずらせ
ることを特徴とする。
また本発明のさらに好ましい実施態様は、前記
ストリツプライン導体の一組を２組、点対称に配
置し、その中央部から給電（受電）することを特
徴とする。
ストリツプライン導体の一組を２組、点対称に配
置し、その中央部から給電（受電）することを特
徴とする。
また本発明のさらに他の好ましい実施態様は、
前記ストリツプライン導体の一組を複数個同一基
板上に並設し、一端給電とすることを特徴とす
る。
前記ストリツプライン導体の一組を複数個同一基
板上に並設し、一端給電とすることを特徴とす
る。
さらにまた本発明の好ましい実施態様は、前記
ストリツプライン導体の一組を複数個同一基板上
に多重アレイ状に配列し、中央給電とすることを
特徴とする。
ストリツプライン導体の一組を複数個同一基板上
に多重アレイ状に配列し、中央給電とすることを
特徴とする。
以下に、本発明の詳細な記載を図面とともに説
明する。
明する。
第２図において、４は適宜厚さの平板状の誘電
体にてなる基板で、その裏面全面に亘つて地導体
５が設けられている。６は基板４の表面に形成さ
れた１条の導体にてなるストリツプ導体である。
このストリツプ導体６はジグザグに進む蛇行構
造、すなわち一定寸法の直線片とＵ字形部（直線
状の両腕辺と底辺の折線よりなる）とを交互に複
数組（該組数は任意とする。）を接続して、すべ
ての上記直線片を一直線上（Ｚ方向）に形成する
とともに、上記Ｕ字形部が上記一直線の一方側に
存在するようにしている。したがつて、ストリツ
プ導体６はＺ方向辺A1〜A4（まとめていうときは
「Ａ」という）とC1〜C3（まとめていうときは
「Ｃ」という）およびＹ方向辺B1〜B6（まとめて
いうときは「Ｂ」という）からなり、各辺の長さ
は原理として後述の所定の寸法に選ばれている。
また第２図において、基板４の長手方向の両端の
うち、一方端Ｆを給電端とし、他方端Ｇにはスト
リツプ導体６の寸法から一義に決まる特性インピ
ーダンス（50Ω）にマツチングする整合負荷Ｒを
接続している。
体にてなる基板で、その裏面全面に亘つて地導体
５が設けられている。６は基板４の表面に形成さ
れた１条の導体にてなるストリツプ導体である。
このストリツプ導体６はジグザグに進む蛇行構
造、すなわち一定寸法の直線片とＵ字形部（直線
状の両腕辺と底辺の折線よりなる）とを交互に複
数組（該組数は任意とする。）を接続して、すべ
ての上記直線片を一直線上（Ｚ方向）に形成する
とともに、上記Ｕ字形部が上記一直線の一方側に
存在するようにしている。したがつて、ストリツ
プ導体６はＺ方向辺A1〜A4（まとめていうときは
「Ａ」という）とC1〜C3（まとめていうときは
「Ｃ」という）およびＹ方向辺B1〜B6（まとめて
いうときは「Ｂ」という）からなり、各辺の長さ
は原理として後述の所定の寸法に選ばれている。
また第２図において、基板４の長手方向の両端の
うち、一方端Ｆを給電端とし、他方端Ｇにはスト
リツプ導体６の寸法から一義に決まる特性インピ
ーダンス（50Ω）にマツチングする整合負荷Ｒを
接続している。
第２図において、ストリツプ導体の周期構造の
うち、その基本構造を第３図に示す。いまこの基
本構造をクランク形基本素子と呼ぶことにし、以
下その円偏波放射特性を理論計算する。いま、ク
ランク形基本素子の太さは無限に細いものとし、
これに均一な進行波電流が流れている電流源を仮
定して、無限遠点での放射電界を導くことにす
る。第４図に示すように、地導体がYZ面内にあ
るように座標系を定める。ｈは地導体からストリ
ツプ導体までの高さである。また破線で−ｈの高
さに示されているのは、地導体を無限大の大きさ
に仮定したときの鏡像ストリツプ導体である。こ
こでは両ストリツプ導体付近の媒質は空気とし、
誘電体基板の誘電率の寄与は波長短縮された線路
波長λgに含めて取扱うことにする。ここで、ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE1、鏡像ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE2とすると、
両者の合成電界Ｅは次のようになる。
うち、その基本構造を第３図に示す。いまこの基
本構造をクランク形基本素子と呼ぶことにし、以
下その円偏波放射特性を理論計算する。いま、ク
ランク形基本素子の太さは無限に細いものとし、
これに均一な進行波電流が流れている電流源を仮
定して、無限遠点での放射電界を導くことにす
る。第４図に示すように、地導体がYZ面内にあ
るように座標系を定める。ｈは地導体からストリ
ツプ導体までの高さである。また破線で−ｈの高
さに示されているのは、地導体を無限大の大きさ
に仮定したときの鏡像ストリツプ導体である。こ
こでは両ストリツプ導体付近の媒質は空気とし、
誘電体基板の誘電率の寄与は波長短縮された線路
波長λgに含めて取扱うことにする。ここで、ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE1、鏡像ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE2とすると、
両者の合成電界Ｅは次のようになる。
Ｅ＝E1＋E2＝E0（ejkh sin〓cos〓−e-jkh sin〓cos〓
） ＝j2E0sin（kh sinθcosφ）≒j2khE0sinθcosφ
……(1) kh≪１ ただし、ｋ＝2π／λ0、λ0は自由空間波長であ
る。
） ＝j2E0sin（kh sinθcosφ）≒j2khE0sinθcosφ
……(1) kh≪１ ただし、ｋ＝2π／λ0、λ0は自由空間波長であ
る。
以下、第５図に示すように、クランク形基本素
子がYZ面内にあるときの遠方界E0を求める。ク
ランク形基本素子の球座標は（r′、α、π／２）
とし、遠方界は点Ｐ（ｒ、θ、φ）で計算する。
いまクランク形基体素子の電流密度をＪ→とする
と、無限遠方における電気的ベクトルポテンシヤ
ルＡ→は、一般に Ａ→＝μe-jkr／4πr∫v′Ｊ→（ｒ′→）ejkr′cos〓d
v′……(2) で示される。ただし、μは透磁率である。遠方界
の計算上の記号として、放射ベクトルＮを次のよ
うに定義する。
子がYZ面内にあるときの遠方界E0を求める。ク
ランク形基本素子の球座標は（r′、α、π／２）
とし、遠方界は点Ｐ（ｒ、θ、φ）で計算する。
いまクランク形基体素子の電流密度をＪ→とする
と、無限遠方における電気的ベクトルポテンシヤ
ルＡ→は、一般に Ａ→＝μe-jkr／4πr∫v′Ｊ→（ｒ′→）ejkr′cos〓d
v′……(2) で示される。ただし、μは透磁率である。遠方界
の計算上の記号として、放射ベクトルＮを次のよ
うに定義する。
Ｎ→＝∫v′Ｊ→（ｒ′→）ejkr′cos〓dv′ ……(3)
故に、
Ａ→＝μe-jkr／4πrＮ→ ……(4)
となる。観測点方向への単位ベクトルａ→rは、ａ→
ｘ、ａ→y、ａ→zをそれぞれｘ、ｙ、ｚ方向の単位ベ
クトルとすると、 ａ→r＝ａ→xsinθcosφ＋ａ→ysinθsinφ＋ａ→zco
sθ
……(5) 一方、原点０からクランク形基本素子上の波源
への単位ベクトルａ→r′は ａ→r′＝ａ→ysinα＋ａ→zcosα ……(6) で示される。第５式および第６式より cosξ＝ａ→r・ａ→r′＝sinθsinφsinα＋cosθcosα
……(7) となる。電界Ｅ→および磁界Ｈ→は第２式の電気的ベ
クトルポテンシヤルＡ→の項で次のように示され
る。
ｘ、ａ→y、ａ→zをそれぞれｘ、ｙ、ｚ方向の単位ベ
クトルとすると、 ａ→r＝ａ→xsinθcosφ＋ａ→ysinθsinφ＋ａ→zco
sθ
……(5) 一方、原点０からクランク形基本素子上の波源
への単位ベクトルａ→r′は ａ→r′＝ａ→ysinα＋ａ→zcosα ……(6) で示される。第５式および第６式より cosξ＝ａ→r・ａ→r′＝sinθsinφsinα＋cosθcosα
……(7) となる。電界Ｅ→および磁界Ｈ→は第２式の電気的ベ
クトルポテンシヤルＡ→の項で次のように示され
る。
Ｈ→＝１／μ▽×Ａ→ ……（8a）
Ｅ→＝−jω〔Ａ→＋１／k2▽（▽・Ａ→）〕……（8
b） ただし、ωは角周波数、▽はデル演算子で ▽＝ａ→r∂／∂r＋ａ→〓１／ｒ ∂／∂θ＋ａ→〓１
／ｒ sinθ ∂／∂φ ……(9) で示される。ａ→r、ａ→〓、ａ→〓はそれぞれｒ、θ
、
φ方向の単位ベクトルである。ここで観測点を無
限遠方にとると、▽×Ａ→は次のように簡単に示さ
れる。
b） ただし、ωは角周波数、▽はデル演算子で ▽＝ａ→r∂／∂r＋ａ→〓１／ｒ ∂／∂θ＋ａ→〓１
／ｒ sinθ ∂／∂φ ……(9) で示される。ａ→r、ａ→〓、ａ→〓はそれぞれｒ、θ
、
φ方向の単位ベクトルである。ここで観測点を無
限遠方にとると、▽×Ａ→は次のように簡単に示さ
れる。
▽×Ａ→＝−ａ→〓∂A〓／∂r＋ａ→〓∂A〓／∂r…
…(10) 故に第8a式は次のようになる。
…(10) 故に第8a式は次のようになる。
H〓＝jke-jkr／4πrN〓 ……（11a）
H〓＝−jke-jkr／4πrN〓 ……（11b）
ここで遠方界の波は平面波を仮定すると
E〓＝Z0H〓 ……（12a）
E〓＝−Z0H〓 ……（12b）
より求められる。ただし、Z0は空気中の固有イン
ピーダンスで通常120πで示される。故に第11式
および第12式より E〓＝−jke-jkr／4πrZ0N〓＝−j30ke-jkr／ｒN〓……
（13a） E〓＝−jke-jkr／4πrZ0N〓＝−j30ke-jkr／ｒN〓……
（13b） となり、これらを第１式に代入すると鏡像ストリ
ツプ導体を考慮した結果を得るが、円偏波放射の
条件は第13式のみを用いて求めることができる。
したがつて、第13式の放射スペクトルＡ→Ｎのθお
よびφ成分であるN〓およびN〓は、直角座標成分
NyおよびNzから、次の関係を用いて求めること
ができる。
ピーダンスで通常120πで示される。故に第11式
および第12式より E〓＝−jke-jkr／4πrZ0N〓＝−j30ke-jkr／ｒN〓……
（13a） E〓＝−jke-jkr／4πrZ0N〓＝−j30ke-jkr／ｒN〓……
（13b） となり、これらを第１式に代入すると鏡像ストリ
ツプ導体を考慮した結果を得るが、円偏波放射の
条件は第13式のみを用いて求めることができる。
したがつて、第13式の放射スペクトルＡ→Ｎのθお
よびφ成分であるN〓およびN〓は、直角座標成分
NyおよびNzから、次の関係を用いて求めること
ができる。
N〓＝Ny cosθsinφ−Nz sinθ ……（14a）
N〓＝Ny cosφ ……（14b）
したがつて、放射ベクトル成分NzおよびNyを
求め、これより円偏波放射の条件が求められる。
求め、これより円偏波放射の条件が求められる。
次にクランク形基本素子の放射ベクトル成分従
つて電界を求める。ただし、φ＝０の場合即ち
ZX面内の放射ベクトル成分のみを取扱うことに
する。今、電流密度をJoe-j〓〓、ただしβ＝2π／
λg、λgは線路波長、ξは距離変数とすると、第
３式より第５図を参照して、Nz、Nyは次式で示
される。
つて電界を求める。ただし、φ＝０の場合即ち
ZX面内の放射ベクトル成分のみを取扱うことに
する。今、電流密度をJoe-j〓〓、ただしβ＝2π／
λg、λgは線路波長、ξは距離変数とすると、第
３式より第５図を参照して、Nz、Nyは次式で示
される。
第14式でφ＝０の場合を用い、第15式の関係を
代入すると、第14式は次式で示される。
代入すると、第14式は次式で示される。
N〓＝−Nz sinθ＝−2J0sinθ／β−ｋ cosθ〔sin
｛βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）・cos｛βb＋（β−ｋ cosθ
）ｃ／２｝〕e-j〓……（16a） N〓＝Ny＝ｊ4J0sin（βb／２）／βsin｛βb＋（β
−ｋ cosθ）ｃ／２｝e-j〓……（16b） γ＝βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２） ……（16c） 上式においてN〓とN〓はπ／２の位相差があり、
したがつて、θ＝θn方向における円偏波放射の条
件は、 ｜N〓｜＝｜N〓｜ ……（17） より求められる。故に第16式および第17式より −sinθn／β−ｋ cosθn〔sin｛βb＋（β−ｋ cos
θn）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）cos｛βb＋（β−ｋ cosθn）
ｃ／２｝〕＝±２／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθn）ｃ／２｝ ……（18） 次にクランク形基本素子を周期的に接続してア
レイアンテナを形成し、θ＝θn、φ＝０方向で主
ビームを形作るための条件は、すなわち、クラン
ク形基本素子の始点F1と終点F2より放射される
波の位相がθn方向で同相となる条件は、第６図を
参照すると、 ｋ（2a＋ｃ）cosθn−β（2a＋2b＋ｃ）＝2nπ ｎ：整数 ……（19a） または、 βb＋（β−ｋ cosθn）（ａ＋ｃ／２）＝−nπ ……（19b） で示される。第19b式を第18式に代入すると、 sinθn／β−ｋ cosθnsin（βb／２）・cos｛β
b＋（β−ｋ cosθn）ｃ／２｝ ＝±１／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθn）ｃ／２｝……（20a） となり、sin（βb／２）≠０として、上式は tan｛βb＋（β−ｋ cosθn）ｃ／２｝ ＝±βsinθn／β−ｋ cosθn ……（20b） となる。第20b式を変形すると ｂ＋（１−ηcosθn）ｃ ＝λg｛ｍ±１／πTan-1（sinθn／１−ηcosθn
）｝ ……（21） となる。ただし、 η＝ｋ／β＝λg／λ0 ｍは整数である。第19b式および第21式より ｂ＋（１−ηcosθn）2a＝−λg｛ｍ＋ｎ±１／πT
an-1（sinθn／１−ηcosθn）｝……（22） が求められる。第21式および第22式について、ｂ
を与えるとｍとｎの適当な組合わせに対してａお
よびｃが求まる。すなわち、クランク形基本素子
の各辺の寸法値が求められる。なお、両式中にお
いて±の記号の内上号は左旋円偏波の場合、下号
は右旋円偏波の場合を示す。
｛βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）・cos｛βb＋（β−ｋ cosθ
）ｃ／２｝〕e-j〓……（16a） N〓＝Ny＝ｊ4J0sin（βb／２）／βsin｛βb＋（β
−ｋ cosθ）ｃ／２｝e-j〓……（16b） γ＝βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２） ……（16c） 上式においてN〓とN〓はπ／２の位相差があり、
したがつて、θ＝θn方向における円偏波放射の条
件は、 ｜N〓｜＝｜N〓｜ ……（17） より求められる。故に第16式および第17式より −sinθn／β−ｋ cosθn〔sin｛βb＋（β−ｋ cos
θn）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）cos｛βb＋（β−ｋ cosθn）
ｃ／２｝〕＝±２／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθn）ｃ／２｝ ……（18） 次にクランク形基本素子を周期的に接続してア
レイアンテナを形成し、θ＝θn、φ＝０方向で主
ビームを形作るための条件は、すなわち、クラン
ク形基本素子の始点F1と終点F2より放射される
波の位相がθn方向で同相となる条件は、第６図を
参照すると、 ｋ（2a＋ｃ）cosθn−β（2a＋2b＋ｃ）＝2nπ ｎ：整数 ……（19a） または、 βb＋（β−ｋ cosθn）（ａ＋ｃ／２）＝−nπ ……（19b） で示される。第19b式を第18式に代入すると、 sinθn／β−ｋ cosθnsin（βb／２）・cos｛β
b＋（β−ｋ cosθn）ｃ／２｝ ＝±１／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθn）ｃ／２｝……（20a） となり、sin（βb／２）≠０として、上式は tan｛βb＋（β−ｋ cosθn）ｃ／２｝ ＝±βsinθn／β−ｋ cosθn ……（20b） となる。第20b式を変形すると ｂ＋（１−ηcosθn）ｃ ＝λg｛ｍ±１／πTan-1（sinθn／１−ηcosθn
）｝ ……（21） となる。ただし、 η＝ｋ／β＝λg／λ0 ｍは整数である。第19b式および第21式より ｂ＋（１−ηcosθn）2a＝−λg｛ｍ＋ｎ±１／πT
an-1（sinθn／１−ηcosθn）｝……（22） が求められる。第21式および第22式について、ｂ
を与えるとｍとｎの適当な組合わせに対してａお
よびｃが求まる。すなわち、クランク形基本素子
の各辺の寸法値が求められる。なお、両式中にお
いて±の記号の内上号は左旋円偏波の場合、下号
は右旋円偏波の場合を示す。
第21式および第22式において、ｍ＝１、ｎ＝−
２の組合わせが、クランク形基本素子の構造上最
適である。ゆえに ｂ＋（１−ηcosθn）2a＝λg｛１〓１／πTan-1（
sinθn／１−ηcosθn）｝……（23a） ｂ＋（１−ηcosθn）ｃ＝λg｛１±１／πTan-1（
sinθn／１−ηcosθn）｝……（23b） したがつて、上式において適当なｂの値を与え
ると、ａおよびｃの値が定まり、θn方向に円偏波
を放射するクランク形基本素子の形状が決定でき
る。このときクランク形基本素子の放射ベクトル
成分｜Nθ｜および｜Nφ｜は第16式および第19b
式からsin（βb／２）に比例していることが分る。今、 sin（βb／２）の最大値は１であるから、sin（βb／２
）＝ １より、ｂ＝λg／２が最大値になる。したがつ
て、 λg／２ｂ＞０ の範囲内で自由にｂを選ぶことができる。
２の組合わせが、クランク形基本素子の構造上最
適である。ゆえに ｂ＋（１−ηcosθn）2a＝λg｛１〓１／πTan-1（
sinθn／１−ηcosθn）｝……（23a） ｂ＋（１−ηcosθn）ｃ＝λg｛１±１／πTan-1（
sinθn／１−ηcosθn）｝……（23b） したがつて、上式において適当なｂの値を与え
ると、ａおよびｃの値が定まり、θn方向に円偏波
を放射するクランク形基本素子の形状が決定でき
る。このときクランク形基本素子の放射ベクトル
成分｜Nθ｜および｜Nφ｜は第16式および第19b
式からsin（βb／２）に比例していることが分る。今、 sin（βb／２）の最大値は１であるから、sin（βb／２
）＝ １より、ｂ＝λg／２が最大値になる。したがつ
て、 λg／２ｂ＞０ の範囲内で自由にｂを選ぶことができる。
さらに特別な例として、θn＝π／２の場合につ
いて詳しく説明する。すなわち、真正面放射の場
合、第23式は次のように簡単に示される。
いて詳しく説明する。すなわち、真正面放射の場
合、第23式は次のように簡単に示される。
ただし、上号の場合は左旋円偏波、下号の場合
は右旋円偏波を放射する条件式である。以下の説
明は右旋円偏波の場合について行なう。第24b式
より ａ＝１／２（５／４λg−ｂ）……（25a） ｃ＝３／４λg−ｂ ……（25b） となり、上式でｂを与えればａおよびｃは決定で
きる。ただし、物理的には 3λg／４＞ｂ＞０ の範囲で構成可能であるが、ｂはλg／２以下に
選ぶことが望ましい。第25式より 2a＋2b＋ｃ＝2λg ……（26a） 2a−ｃ＝λg／２ ……（26b） なる関係が求まるが、この式の意味することは、
クランク形基本素子の線路長 ｌ＝2a＋2b＋ｃ は2λgに選び、2a−ｃなる長さをλg／２に選ぶこ
とが、真正面方向への円偏波放射の必要条件であ
ることを示している。
は右旋円偏波を放射する条件式である。以下の説
明は右旋円偏波の場合について行なう。第24b式
より ａ＝１／２（５／４λg−ｂ）……（25a） ｃ＝３／４λg−ｂ ……（25b） となり、上式でｂを与えればａおよびｃは決定で
きる。ただし、物理的には 3λg／４＞ｂ＞０ の範囲で構成可能であるが、ｂはλg／２以下に
選ぶことが望ましい。第25式より 2a＋2b＋ｃ＝2λg ……（26a） 2a−ｃ＝λg／２ ……（26b） なる関係が求まるが、この式の意味することは、
クランク形基本素子の線路長 ｌ＝2a＋2b＋ｃ は2λgに選び、2a−ｃなる長さをλg／２に選ぶこ
とが、真正面方向への円偏波放射の必要条件であ
ることを示している。
次に上述のクランク形基本素子が円偏波を放射
する動作原理をθn＝π／２、φ＝０、ｂ＝λg／
４の場合を例にとつて説明する。このとき諸元は
第25式を用いると次のように定まる。
する動作原理をθn＝π／２、φ＝０、ｂ＝λg／
４の場合を例にとつて説明する。このとき諸元は
第25式を用いると次のように定まる。
この種のマイクロストリツプラインアンテナは
ストリツプ導体を周期的に折曲げることにより進
行波アンテナとして動作するものであるが、これ
を等価的にストリツプ導体を流れる電流を放射源
として以下説明する。いま第２図に見られる給電
点Ｆから上記の直線とＵ字形で構成されたストリ
ツプ導体に高周波電流を供給すれば、各導体片上
を流れる電流の向きをある瞬時について示すと、
電流の向きはλg／２毎に逆転している。この様
子を太線と細線で矢印と共に第７図ａに示してい
る。このうちクランク形基本素子の形状のみを第
７図ｂに示している。このクランク形基本素子を
線対称になるように２つのステツプ形状に分割す
る。この様子を第７図ｃに示している。マイクロ
ストリツプラインアンテナはストリツプ導体上の
高周波電流の向きと同じ向きで、その大きさに比
例した電磁波を放射する。したがつて、ステツプ
形状の導体の各辺から放射される電磁波の合成電
界Ｅはθ＝π／２、φ＝０なる真正面方向の無限
遠方で観測すると、或る時間ｔ＝０のとき第７図
ｄに示す方向となる。これは２つのステツプ形状
放射素子より放射された直交する２つの直線偏波
分力の合成したものであると考えられる。
ストリツプ導体を周期的に折曲げることにより進
行波アンテナとして動作するものであるが、これ
を等価的にストリツプ導体を流れる電流を放射源
として以下説明する。いま第２図に見られる給電
点Ｆから上記の直線とＵ字形で構成されたストリ
ツプ導体に高周波電流を供給すれば、各導体片上
を流れる電流の向きをある瞬時について示すと、
電流の向きはλg／２毎に逆転している。この様
子を太線と細線で矢印と共に第７図ａに示してい
る。このうちクランク形基本素子の形状のみを第
７図ｂに示している。このクランク形基本素子を
線対称になるように２つのステツプ形状に分割す
る。この様子を第７図ｃに示している。マイクロ
ストリツプラインアンテナはストリツプ導体上の
高周波電流の向きと同じ向きで、その大きさに比
例した電磁波を放射する。したがつて、ステツプ
形状の導体の各辺から放射される電磁波の合成電
界Ｅはθ＝π／２、φ＝０なる真正面方向の無限
遠方で観測すると、或る時間ｔ＝０のとき第７図
ｄに示す方向となる。これは２つのステツプ形状
放射素子より放射された直交する２つの直線偏波
分力の合成したものであると考えられる。
再度或る時間ｔ＝０の様子を第８図ａに示す。
次に時間ｔが１／8f経過したときの瞬時電流の向
きを第８図ｂに示している。ただし、ｆは使用す
る高周波電流の周波数である。このとき合成電界
Ｅは図示のごとくアンテナに向つて（−Ｘ方向
へ）見ると反時計方向に回転している。さらに時
間が経過した場合を(c)〜(i)に示しており、結局、
クランク形基本素子より放射される電磁波の合成
電界Ｅの方向は時間の経過とともにアンテナに向
つて見て反時計方向に回転し、１／ｆの時間で、
すなわち、１周期で１回転する。このとき第８図
に示される合成電界ベクトルＥは大きさが一定で
θ＝π／２、φ＝０すなわち真正面方向で時間に
対して均一に回転し、その回転速度は各サイクル
に１回転する。第８図において、２つのステツプ
形状放射素子は、時間経過とともにそれぞれ直交
した直線偏波放射素子であることを示しており、
しかも両者の間には時間的に90゜位相が異なつて
いることを示している。いま両者の電界振幅が等
しい場合、その合成波は円偏波であることを示し
ている。したがつて、第２図の蛇行形状のストリ
ツプ導体６より放射される電磁波は、時間ととも
に右旋円偏波を放射している。このときクランク
形基本素子のストリツプ導体長ｌは2λgであるか
ら、各クランク形基本素子より放射される円偏波
は真正面方向では同位相となつて、それぞれ加わ
り合う。したがつて、第２図に示すアンテナ１０
はクランク形基方素子を直列給電した一次元アレ
イアンテナを構成していることになる。説明は送
信アンテナとして行なつたが、円偏波受信アンテ
ナとしても動作する。
次に時間ｔが１／8f経過したときの瞬時電流の向
きを第８図ｂに示している。ただし、ｆは使用す
る高周波電流の周波数である。このとき合成電界
Ｅは図示のごとくアンテナに向つて（−Ｘ方向
へ）見ると反時計方向に回転している。さらに時
間が経過した場合を(c)〜(i)に示しており、結局、
クランク形基本素子より放射される電磁波の合成
電界Ｅの方向は時間の経過とともにアンテナに向
つて見て反時計方向に回転し、１／ｆの時間で、
すなわち、１周期で１回転する。このとき第８図
に示される合成電界ベクトルＥは大きさが一定で
θ＝π／２、φ＝０すなわち真正面方向で時間に
対して均一に回転し、その回転速度は各サイクル
に１回転する。第８図において、２つのステツプ
形状放射素子は、時間経過とともにそれぞれ直交
した直線偏波放射素子であることを示しており、
しかも両者の間には時間的に90゜位相が異なつて
いることを示している。いま両者の電界振幅が等
しい場合、その合成波は円偏波であることを示し
ている。したがつて、第２図の蛇行形状のストリ
ツプ導体６より放射される電磁波は、時間ととも
に右旋円偏波を放射している。このときクランク
形基本素子のストリツプ導体長ｌは2λgであるか
ら、各クランク形基本素子より放射される円偏波
は真正面方向では同位相となつて、それぞれ加わ
り合う。したがつて、第２図に示すアンテナ１０
はクランク形基方素子を直列給電した一次元アレ
イアンテナを構成していることになる。説明は送
信アンテナとして行なつたが、円偏波受信アンテ
ナとしても動作する。
次に使用周波数ｆと主ビーム方向θnとの関係に
ついて述べると、この関係は既に第19a式に示さ
れている。Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ、ｎ＝
−２を用いて第19a式を表示すると、 kLcosθn−βl＝−4π ∴cosθn＝１／kL(βl-4π)＝ｌ／ηL−2λ0／Ｌ＝ｌ／
ηL−2v／Lf ……（28） ただし、ｌおよびＬはそれぞれクランク形基本
素子のストリツプ導体長および周期長で第２図に
示す長さ、ｖは光速である。第28式の意味すると
ころは、周波数が変化すると主ビーム方向が変化
することであり、その関係を比走査感度Ｑに直す
と次式で示される。
ついて述べると、この関係は既に第19a式に示さ
れている。Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ、ｎ＝
−２を用いて第19a式を表示すると、 kLcosθn−βl＝−4π ∴cosθn＝１／kL(βl-4π)＝ｌ／ηL−2λ0／Ｌ＝ｌ／
ηL−2v／Lf ……（28） ただし、ｌおよびＬはそれぞれクランク形基本
素子のストリツプ導体長および周期長で第２図に
示す長さ、ｖは光速である。第28式の意味すると
ころは、周波数が変化すると主ビーム方向が変化
することであり、その関係を比走査感度Ｑに直す
と次式で示される。
Ｑ＝dθn／df／ｆ＝−2v／ｆ sinθn・１／Ｌ……（
29） 上式はストリツプ導体周期長Ｌの値が大きけれ
ば大きい程Ｑの絶対値が小さくなることを示して
おり、ゆえに周期長Ｌが大きい程周波数変化に対
して主ビームの走査が小さいことを意味してい
る。
29） 上式はストリツプ導体周期長Ｌの値が大きけれ
ば大きい程Ｑの絶対値が小さくなることを示して
おり、ゆえに周期長Ｌが大きい程周波数変化に対
して主ビームの走査が小さいことを意味してい
る。
従来の円偏波マイクロストリツプラインアンテ
ナと本発明に係るアンテナ１０を比較すると、第
９図に示すように、同じ長さのストリツプ導体長
ｌに対して、Ｕ字形の腕辺長ｂの値の選び方によ
つて、ストリツプ導体の周期長Ｌは最小λgから
最大2λg未満まで取り得る。ゆえに、本発明の設
計例に係るアンテナ１０は、比走査感度Ｑが約１
〜0.5倍と小さくなり、一定方向での送受信に使
用するとき、周波数帯域幅は約１〜２倍広くなり
改善されたことを示している。しかしながら、前
述した如く、クランク形基本素子からの放射量は
sin（βb／２）に比例しており、あまりｂの値が小さ いと極くわずかしか放射せず現実的でない。した
がつて、適当なｂの範囲は λg／２ｂλg／５ 程度となり、周波数帯域幅としては約１〜1.6倍
広くなるものが得られる。
ナと本発明に係るアンテナ１０を比較すると、第
９図に示すように、同じ長さのストリツプ導体長
ｌに対して、Ｕ字形の腕辺長ｂの値の選び方によ
つて、ストリツプ導体の周期長Ｌは最小λgから
最大2λg未満まで取り得る。ゆえに、本発明の設
計例に係るアンテナ１０は、比走査感度Ｑが約１
〜0.5倍と小さくなり、一定方向での送受信に使
用するとき、周波数帯域幅は約１〜２倍広くなり
改善されたことを示している。しかしながら、前
述した如く、クランク形基本素子からの放射量は
sin（βb／２）に比例しており、あまりｂの値が小さ いと極くわずかしか放射せず現実的でない。した
がつて、適当なｂの範囲は λg／２ｂλg／５ 程度となり、周波数帯域幅としては約１〜1.6倍
広くなるものが得られる。
上述の如く、小さなｂの値を選ぶ程、周波数帯
域幅は広くなる利点があるが、一方、新たに欠点
も生じることがある。それは Ｌ＝2a＋ｃ＞λ0 の場合である。すなわち、ストリツプ導体の周期
長Ｌが自由空間波長λ0より大きくなるとグレイテ
イングローブが生じ、アンテナとしての特性を劣
化させる不都合が起る。例えば、実効波長短縮率 η＝λg／λ0＝0.68 のマイクロストリツプラインを用い、 ｂ＝λg／４のとき Ｌ＝1.5λg＝1.5×0.68λ0＝1.02λ0＞λ0 ……（30） となり、誘電体基板４の長手方向付近にグレイテ
イングローブが現われる。
域幅は広くなる利点があるが、一方、新たに欠点
も生じることがある。それは Ｌ＝2a＋ｃ＞λ0 の場合である。すなわち、ストリツプ導体の周期
長Ｌが自由空間波長λ0より大きくなるとグレイテ
イングローブが生じ、アンテナとしての特性を劣
化させる不都合が起る。例えば、実効波長短縮率 η＝λg／λ0＝0.68 のマイクロストリツプラインを用い、 ｂ＝λg／４のとき Ｌ＝1.5λg＝1.5×0.68λ0＝1.02λ0＞λ0 ……（30） となり、誘電体基板４の長手方向付近にグレイテ
イングローブが現われる。
一般に、一次元アレイアンテナのグレイテイン
グローブを消去する方式として、同一のアレイア
ンテナを２本同一平面内に並設し、その位置を半
周期長ずらせていわゆる放射素子を三角配列にす
る方法がある。この方式は本発明に応用できるの
で、この方式を応用した。これが第１０図に示す
実施例であり、第27式に示す諸元を用いたとき、
その寸法の選び方を第１１図に示す。すなわち、
この実施例は第１の実施例に係る円偏波マイクロ
ストリツプラインアンテナ１０をＵ字形部を同じ
向きにして平行に配列し、かつＵ字形部を3/4λg
だけずらせて構成したものである。なお、第１０
図において給電点Ｆおよび終点Ｇにおいてテーパ
状の幅細部を形成してあるのは、並列接続をする
ことにより特性インピーダンスが1/2となるので
インピーダンスを補償する（増加させる）ためで
ある。
グローブを消去する方式として、同一のアレイア
ンテナを２本同一平面内に並設し、その位置を半
周期長ずらせていわゆる放射素子を三角配列にす
る方法がある。この方式は本発明に応用できるの
で、この方式を応用した。これが第１０図に示す
実施例であり、第27式に示す諸元を用いたとき、
その寸法の選び方を第１１図に示す。すなわち、
この実施例は第１の実施例に係る円偏波マイクロ
ストリツプラインアンテナ１０をＵ字形部を同じ
向きにして平行に配列し、かつＵ字形部を3/4λg
だけずらせて構成したものである。なお、第１０
図において給電点Ｆおよび終点Ｇにおいてテーパ
状の幅細部を形成してあるのは、並列接続をする
ことにより特性インピーダンスが1/2となるので
インピーダンスを補償する（増加させる）ためで
ある。
また第１１図においてΔlなる長さは一般に任
意であり、ストリツプ導体６，６の間隔を規定す
るものであるが、このΔlを適宜選択することに
より特性に変化をもたせることができる。もちろ
ん、最適の長さに選ばれることは言うまでもな
い。
意であり、ストリツプ導体６，６の間隔を規定す
るものであるが、このΔlを適宜選択することに
より特性に変化をもたせることができる。もちろ
ん、最適の長さに選ばれることは言うまでもな
い。
第１２図に第１１図と同じ特性を示す別の構成
例を示す。この構成例は第１１図の給電点Ｆより
それぞれストリツプ導体について長さλgを差引
いて構成したものである。このとき、終端Ｇ付近
の形状は全体が線対称形になるように構成しなけ
ればならない。このように構成した円偏波マイク
ロストリツプラインアンテナではグレイテイング
ローブに相当する電界が互に逆相となつて相殺さ
れる結果、グレイテイングローブは抑圧されると
ともにφ＝0゜、θ＝90゜における電界は重畳的に
加算され単一の指向性のみ有するようになる。
例を示す。この構成例は第１１図の給電点Ｆより
それぞれストリツプ導体について長さλgを差引
いて構成したものである。このとき、終端Ｇ付近
の形状は全体が線対称形になるように構成しなけ
ればならない。このように構成した円偏波マイク
ロストリツプラインアンテナではグレイテイング
ローブに相当する電界が互に逆相となつて相殺さ
れる結果、グレイテイングローブは抑圧されると
ともにφ＝0゜、θ＝90゜における電界は重畳的に
加算され単一の指向性のみ有するようになる。
次にグレイテイングローブを消去する条件を求
める。第１３図のごとく、YZ面内に同一のマイ
クロストリツプラインアンテナ１０を２本並設
し、始点F11に対して始点F12の位置をＺ方向に
D1ずらせる。一方、給電点Ｆから始点F11および
始点F12までの線路長差をd1とする。このときφ
＝０、θ＝θn方向で始点F11および始点F12より放
射する電磁波の位相が同位相になる条件は、 kD1cosθn−βd1＝2Mπ Ｍ：整数 ……（31） 一方、マイクロストリツプラインアンテナ１０
がθn方向で主ビームを形成する条件は、すでに第
19a式に示されている。すなわち、 kLcosθn−βl＝2nπ ｎ：整数 ……（32） ただし、Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ 第31式および第32式の両式を同時に満足するこ
とが、ｎ次ビームが主ビームとなる条件である。
したがつて、両式より D1（βl＋2nπ）＝Ｌ（βd1＋2Mπ） ……（33） なる関係が求まる。一方、（ｎ−１）次ビームが
θ＝θg方向でグレイテイングローブとなる条件
は、第19a式より kLcosθg−βl＝２（ｎ−１）π ……（34） で示され、このグレイテイングローブを消去する
には、θ＝θg方向で始点F11および始点F12より放
射する電磁波の位相が逆位相になる条件を満足す
ればよい。ゆえに次式が示される。
める。第１３図のごとく、YZ面内に同一のマイ
クロストリツプラインアンテナ１０を２本並設
し、始点F11に対して始点F12の位置をＺ方向に
D1ずらせる。一方、給電点Ｆから始点F11および
始点F12までの線路長差をd1とする。このときφ
＝０、θ＝θn方向で始点F11および始点F12より放
射する電磁波の位相が同位相になる条件は、 kD1cosθn−βd1＝2Mπ Ｍ：整数 ……（31） 一方、マイクロストリツプラインアンテナ１０
がθn方向で主ビームを形成する条件は、すでに第
19a式に示されている。すなわち、 kLcosθn−βl＝2nπ ｎ：整数 ……（32） ただし、Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ 第31式および第32式の両式を同時に満足するこ
とが、ｎ次ビームが主ビームとなる条件である。
したがつて、両式より D1（βl＋2nπ）＝Ｌ（βd1＋2Mπ） ……（33） なる関係が求まる。一方、（ｎ−１）次ビームが
θ＝θg方向でグレイテイングローブとなる条件
は、第19a式より kLcosθg−βl＝２（ｎ−１）π ……（34） で示され、このグレイテイングローブを消去する
には、θ＝θg方向で始点F11および始点F12より放
射する電磁波の位相が逆位相になる条件を満足す
ればよい。ゆえに次式が示される。
kD1cosθg−βd1＝（2M−１）π ……（35）
第34式および第35式の両式を同時に満足するこ
とが、（ｎ−１）次ビームすなわちグレイデイン
グローブを消去する条件となる。したがつて、両
式より D1{βl+2(n-1)π}＝Ｌ{βd1+(2M-1)π} ……（36） なる関係が求まる。ゆえに、第31式、第32式、第
34式および第35式を全て同時に満足すれば単一指
向性のみを有するマイクロストリツプラインアン
テナとなる。したがつて、第33式および第36式よ
り D1＝Ｌ／２ ……（37a） d1＝ｌ／２＋（ｎ／２−Ｍ）λg ……（37b） なる結果が得られる。一例として第27式に示す諸
元を用いたときは、ｎ＝−２、Ｍ＝−１（ｄ＞０
で最短になる場合）より、 D1＝Ｌ／２＝３／４λg ……（38a） d1＝ｌ／２＝λg ……（38b） となり、第１１図に示す寸法となる。なお第37式
の関係は（ｎ＋１）次ビームに対しても同時に成
立つている。
とが、（ｎ−１）次ビームすなわちグレイデイン
グローブを消去する条件となる。したがつて、両
式より D1{βl+2(n-1)π}＝Ｌ{βd1+(2M-1)π} ……（36） なる関係が求まる。ゆえに、第31式、第32式、第
34式および第35式を全て同時に満足すれば単一指
向性のみを有するマイクロストリツプラインアン
テナとなる。したがつて、第33式および第36式よ
り D1＝Ｌ／２ ……（37a） d1＝ｌ／２＋（ｎ／２−Ｍ）λg ……（37b） なる結果が得られる。一例として第27式に示す諸
元を用いたときは、ｎ＝−２、Ｍ＝−１（ｄ＞０
で最短になる場合）より、 D1＝Ｌ／２＝３／４λg ……（38a） d1＝ｌ／２＝λg ……（38b） となり、第１１図に示す寸法となる。なお第37式
の関係は（ｎ＋１）次ビームに対しても同時に成
立つている。
次に主ビーム方向が真正面以外の場合、すなわ
ちθn≠90゜のとき、周期長Ｌが自由空間波長λ0よ
り更に大きくなり、θ＝θg方向の（ｎ−１）次
ビーム以外にθ＝θgg方向に（ｎ−２）次ビーム
が同時に存在する場合がある。このときは上述の
２列配置で（ｎ−１）次ビームを消去し、さらに
この２列を１本とみなして２本並列配置した合計
４列配置で（ｎ−２）次ビームを消去することが
できる。この場合、第34式中で（ｎ−１）を（ｎ
−２）に置き代えて同様にして求めると、 D2＝Ｌ／４ ……（39a） d2＝ｌ／４＋（ｎ／４−Ｍ）λg ……（39b） なる結果が得られる。一例としてφ＝０、θn＝
45゜、ｂ＝0.46λgを選ぶと、第23式より ｌ＝2a＋2b＋ｃ＝3λg ……（40a） Ｌ＝2a＋ｃ＝2.08λg ……（40b） となり、θg＝90゜に（ｎ−１）次ビーム、θgg＝
135゜に（ｎ−２）次ビームがグレイテイングロー
ブとして出現する。このときはｎ＝−２、Ｍ＝０
（ｄ＞０で最短になる場合）より D2＝Ｌ／４＝0.52λg ……（41a） d2＝ｌ／４−λg／２＝0.25λg ……（41b） となる。また、第37式より D1＝Ｌ／２＝1.04λg ……（42a） d1＝ｌ／２＝1.5λg ……（42b） が定まる。これらグレイテイングローブを消去す
る構成例を第１４図に示しているが、これは第１
２図に示すような２列構成を用いた場合の例であ
る。
ちθn≠90゜のとき、周期長Ｌが自由空間波長λ0よ
り更に大きくなり、θ＝θg方向の（ｎ−１）次
ビーム以外にθ＝θgg方向に（ｎ−２）次ビーム
が同時に存在する場合がある。このときは上述の
２列配置で（ｎ−１）次ビームを消去し、さらに
この２列を１本とみなして２本並列配置した合計
４列配置で（ｎ−２）次ビームを消去することが
できる。この場合、第34式中で（ｎ−１）を（ｎ
−２）に置き代えて同様にして求めると、 D2＝Ｌ／４ ……（39a） d2＝ｌ／４＋（ｎ／４−Ｍ）λg ……（39b） なる結果が得られる。一例としてφ＝０、θn＝
45゜、ｂ＝0.46λgを選ぶと、第23式より ｌ＝2a＋2b＋ｃ＝3λg ……（40a） Ｌ＝2a＋ｃ＝2.08λg ……（40b） となり、θg＝90゜に（ｎ−１）次ビーム、θgg＝
135゜に（ｎ−２）次ビームがグレイテイングロー
ブとして出現する。このときはｎ＝−２、Ｍ＝０
（ｄ＞０で最短になる場合）より D2＝Ｌ／４＝0.52λg ……（41a） d2＝ｌ／４−λg／２＝0.25λg ……（41b） となる。また、第37式より D1＝Ｌ／２＝1.04λg ……（42a） d1＝ｌ／２＝1.5λg ……（42b） が定まる。これらグレイテイングローブを消去す
る構成例を第１４図に示しているが、これは第１
２図に示すような２列構成を用いた場合の例であ
る。
なお、以上の説明は全て右旋円偏波の送信アン
テナとして述べているが、第１５Ａ図および第１
５Ｂ図に示すようにマイクロストリツプラインア
ンテナ１０の給電方向を逆にした場合、また第１
６Ａ図および第１６Ｂ図に示すようにＵ字形部の
向きを逆にしてアンテナ１０を２条組合せること
によりかつＬ／２だけずらせて構成すれば、左旋円 偏波の送受信アンテナも構成できる。また、第１
７Ａ図および第１７Ｂ図のごとく給電点を略中心
として点対称にマイクロストリツプラインアンテ
ナ１０，１０を一対に並べて配設するとともに中
央から給電（受信）してもよい。
テナとして述べているが、第１５Ａ図および第１
５Ｂ図に示すようにマイクロストリツプラインア
ンテナ１０の給電方向を逆にした場合、また第１
６Ａ図および第１６Ｂ図に示すようにＵ字形部の
向きを逆にしてアンテナ１０を２条組合せること
によりかつＬ／２だけずらせて構成すれば、左旋円 偏波の送受信アンテナも構成できる。また、第１
７Ａ図および第１７Ｂ図のごとく給電点を略中心
として点対称にマイクロストリツプラインアンテ
ナ１０，１０を一対に並べて配設するとともに中
央から給電（受信）してもよい。
その他、任意の複数のアンテナ列を設けた面ア
レイアンテナとして実施することが可能である。
レイアンテナとして実施することが可能である。
第１８Ａ図および第１８Ｂ図は上述のように構
成したマイクロストリツプラインアンテナ１０を
複数条並列（三角配列）に同一基板上に並設して
一端給電としたものであり、第１９図は上述のよ
うに構成したマイクロストリツプラインアンテナ
１０を複数条並列（正規配列）に同一基板上に並
設して一端給電としたものであり、第２０Ａ図お
よび第２０Ｂ図は上述のように構成したマイクロ
ストリツプラインアンテナ１０を一平面上に左右
に対として多重アレイ状に設け、中央給電とした
ものである。なお、線路インピーダンスの補償は
第１０図に示したアンテナと同様の方法で行なう
ことはいうまでもない。
成したマイクロストリツプラインアンテナ１０を
複数条並列（三角配列）に同一基板上に並設して
一端給電としたものであり、第１９図は上述のよ
うに構成したマイクロストリツプラインアンテナ
１０を複数条並列（正規配列）に同一基板上に並
設して一端給電としたものであり、第２０Ａ図お
よび第２０Ｂ図は上述のように構成したマイクロ
ストリツプラインアンテナ１０を一平面上に左右
に対として多重アレイ状に設け、中央給電とした
ものである。なお、線路インピーダンスの補償は
第１０図に示したアンテナと同様の方法で行なう
ことはいうまでもない。
次に、上述の実施例（第２図）と同一の構成よ
りなるマイクロストリツプラインアンテナの実験
結果を以下に示す。主ビーム方向が真正面（θn＝
90゜、φn＝0゜）の場合について、試作例の各部の
寸法等を第３図を参照して明示すれば以下の通り
である。なお辺の長さはすべて中心線に沿う長さ
である。
りなるマイクロストリツプラインアンテナの実験
結果を以下に示す。主ビーム方向が真正面（θn＝
90゜、φn＝0゜）の場合について、試作例の各部の
寸法等を第３図を参照して明示すれば以下の通り
である。なお辺の長さはすべて中心線に沿う長さ
である。
(イ) 基板材料：Rexolite1422（商品名：オーク社、
アメリカ） 材 質：クロスリンクド ポリスチレン 比誘電率：εr＝2.53 損失係数：tanξ＝6.6×10-4 (ロ) 基板厚さ：0.79mm (ハ) 基板幅：50mm (ニ) ストリツプ導体６の幅Ｗ：２mm (ホ) Ｚ方向辺Ａの長さａ：7.53mm (ヘ) Ｙ方向辺Ｂの長さｂ：6.70mm (ト) Ｚ方向辺Ｃの長さｃ：6.84mm (チ) Ｕ字形導体の数Ｎ：16 第２１図はストリツプ導体６のＵ字形導体の数
を16とし、送信アンテナを伝播方向に対して偏波
面を機械的に回転させて、試作アンテナで受信し
て得たＺ−Ｘ面電界指向特性である。実測による
諸データは下記の通りである。
アメリカ） 材 質：クロスリンクド ポリスチレン 比誘電率：εr＝2.53 損失係数：tanξ＝6.6×10-4 (ロ) 基板厚さ：0.79mm (ハ) 基板幅：50mm (ニ) ストリツプ導体６の幅Ｗ：２mm (ホ) Ｚ方向辺Ａの長さａ：7.53mm (ヘ) Ｙ方向辺Ｂの長さｂ：6.70mm (ト) Ｚ方向辺Ｃの長さｃ：6.84mm (チ) Ｕ字形導体の数Ｎ：16 第２１図はストリツプ導体６のＵ字形導体の数
を16とし、送信アンテナを伝播方向に対して偏波
面を機械的に回転させて、試作アンテナで受信し
て得たＺ−Ｘ面電界指向特性である。実測による
諸データは下記の通りである。
(イ) 周波数：＝11.95GHz
(ロ) 自由空間波長：λ0＝25.08mm
(ハ) 線路波長：λg＝17.06mm（実効波長短縮率η
＝λg／λ0＝0.68） (ニ) 主ビームの方向：θn＝90゜、φn＝0゜ (ホ) 利得：Ｃ＝16.5dBi（ｉは無指向性アンテナと
の比であることを示す） (ヘ) ビーム幅：Δθ＝3.9゜ (ト) 帯域幅：ΔF＝330MHz (チ) 軸比：AR＝0.82dB 次に主ビーム方向が斜め方向（θn＝60゜、φn＝
0゜）の場合について、試作例の各部の寸法を明示
すれば以下の通りである。ただし、明示していな
いものは前例の真正面方向の場合と同じ材料で同
じ寸法を採用している。
＝λg／λ0＝0.68） (ニ) 主ビームの方向：θn＝90゜、φn＝0゜ (ホ) 利得：Ｃ＝16.5dBi（ｉは無指向性アンテナと
の比であることを示す） (ヘ) ビーム幅：Δθ＝3.9゜ (ト) 帯域幅：ΔF＝330MHz (チ) 軸比：AR＝0.82dB 次に主ビーム方向が斜め方向（θn＝60゜、φn＝
0゜）の場合について、試作例の各部の寸法を明示
すれば以下の通りである。ただし、明示していな
いものは前例の真正面方向の場合と同じ材料で同
じ寸法を採用している。
(イ) Ｚ方向辺Ａの長さａ：12.0mm
(ロ) Ｙ方向辺Ｂの長さｂ：7.8mm
(ハ) Ｚ方向辺Ｃの長さｃ：9.0mm
(ニ) Ｕ字形導体の数Ｎ：13
第２２図はＺ−Ｘ面電界指向特性を示してお
り、実測による諸データは下記の通りである。
り、実測による諸データは下記の通りである。
(イ) 周波数：＝11.95GHz
(ロ) 主ビーム方向：θn＝60゜、φn＝0゜
(ハ) グレイテイングローブ方向：θg＝104゜ φg＝
0゜ (ニ) 利得：Ｇ＝15.3dBi (ホ) ビーム幅：ΔΘ＝3.9゜ (ヘ) 帯域幅：ΔF＝390MHz (ト) 軸比：AR＝0.7dB なお、この場合はストリツプ導体の周期長Ｌが
自由空間波長λ0より大きく、かつ、斜め方向放射
のためθg＝104゜、φg＝0゜方向にグレイテイングロ
ーブが観測されている。このグレイテイングロー
ブを消去するために第１０図に示す実施例を採用
する。ただし、構成例は第１２図の場合を用いて
いる。このとき、間隔長Δlは1.85mmとし、試作例
の他の各部の寸法は前例の斜め方向（θn＝60゜、
φn＝0゜）の場合と同じ寸法である。
0゜ (ニ) 利得：Ｇ＝15.3dBi (ホ) ビーム幅：ΔΘ＝3.9゜ (ヘ) 帯域幅：ΔF＝390MHz (ト) 軸比：AR＝0.7dB なお、この場合はストリツプ導体の周期長Ｌが
自由空間波長λ0より大きく、かつ、斜め方向放射
のためθg＝104゜、φg＝0゜方向にグレイテイングロ
ーブが観測されている。このグレイテイングロー
ブを消去するために第１０図に示す実施例を採用
する。ただし、構成例は第１２図の場合を用いて
いる。このとき、間隔長Δlは1.85mmとし、試作例
の他の各部の寸法は前例の斜め方向（θn＝60゜、
φn＝0゜）の場合と同じ寸法である。
第２３図はＺ−Ｘ面電界指向特性を示してお
り、第２２図に示すグレイテイングローブが完全
に消去されている様子が分る。実測による諸デー
タは下記の通りである。
り、第２２図に示すグレイテイングローブが完全
に消去されている様子が分る。実測による諸デー
タは下記の通りである。
(イ) 周波数：＝11.95GHz
(ロ) 主ビーム方向：θn＝60゜、φn＝0゜
(ハ) 利得：Ｇ＝16.6dBi
(ニ) ビーム幅：ΔΘ＝4.0゜
(ホ) 帯域幅：ΔF＝380MHz
(ヘ) 軸比：AR＝1.1dB
次に真正面放射（θn＝90゜、φn＝0゜）の場合に
ついて第25式においてｂの値を次の３種すなわち
λg／２、3λg／８およびλg／４に選んだときの
実験結果より次の関係が得られている。
ついて第25式においてｂの値を次の３種すなわち
λg／２、3λg／８およびλg／４に選んだときの
実験結果より次の関係が得られている。
利得：G1≒G2＞G3
帯域幅：ΔF3＞ΔF2＞ΔF1
軸比：AR2＞AR1≒AR3
ただし、G1、G2およびG3はｂの値がそれぞれ
λg／２、3λg／８およびλg／４のとき得られた
利得である。またΔF1、ΔF2およびΔF3はｂ値が
それぞれλg／２、3λg／８およびλg／４のとき
得られた利得である。またΔF1、ΔF2およびΔF3
はｂの値がそれぞれλg／２、3λg／８および
λg／４のときの帯域幅である。一方、AR1、
AR2およびAR3はｂの値がそれぞれλg／２、
3λg／８およびλg／４のときの軸比である。した
がつて、総合的に判断すると真正面放射の場合、
ｂの値が3λg／８に選んだ場合が一番特性が良
い。すなわち、本発明のマイクロストリツプライ
ンアンテナの特性として、上記腕辺ｂの長さとし
て3λg／８が特定される。
λg／２、3λg／８およびλg／４のとき得られた
利得である。またΔF1、ΔF2およびΔF3はｂ値が
それぞれλg／２、3λg／８およびλg／４のとき
得られた利得である。またΔF1、ΔF2およびΔF3
はｂの値がそれぞれλg／２、3λg／８および
λg／４のときの帯域幅である。一方、AR1、
AR2およびAR3はｂの値がそれぞれλg／２、
3λg／８およびλg／４のときの軸比である。した
がつて、総合的に判断すると真正面放射の場合、
ｂの値が3λg／８に選んだ場合が一番特性が良
い。すなわち、本発明のマイクロストリツプライ
ンアンテナの特性として、上記腕辺ｂの長さとし
て3λg／８が特定される。
以上詳述したように、この発明によれば、円偏
波用アンテナを平板上に構成できて、しかもスト
リツプ導体を構成する腕辺の長さｂを3λg／８に
選ぶことにより、従来の円偏波マイクロストリツ
プラインアンテナと比べて利得が高くて帯域幅の
広いものが得られ、真正面放射のみならず斜方向
放射のものも得られる。
波用アンテナを平板上に構成できて、しかもスト
リツプ導体を構成する腕辺の長さｂを3λg／８に
選ぶことにより、従来の円偏波マイクロストリツ
プラインアンテナと比べて利得が高くて帯域幅の
広いものが得られ、真正面放射のみならず斜方向
放射のものも得られる。
さらに、本発明による円偏波マイクロストリツ
プラインアンテナは、片面指向性を示す円偏波ア
ンテナであり誘電体基板上に選択エツチング技術
を用いて製造できるため大量生産に適し、薄形軽
量でかつ著しくコストを低廉化できるなど数多く
の利点を有している。
プラインアンテナは、片面指向性を示す円偏波ア
ンテナであり誘電体基板上に選択エツチング技術
を用いて製造できるため大量生産に適し、薄形軽
量でかつ著しくコストを低廉化できるなど数多く
の利点を有している。
第１図は従来の円偏波マイクロストリツプライ
ンアンテナの構成例を示す図、第２図は本発明の
一実施例である円偏波マイクロストリツプライン
アンテナを示すとともに座標系をも併せて示した
斜視図、第３図は第２図の実施例におけるストリ
ツプ導体の構成を示した平面図、第４図はストリ
ツプ導体と鏡像ストリツプ導体の関係を示した
図、第５図はストリツプ導体と座標系を示した
図、第６図は主ビーム方向を求めるときの参考
図、第７図および第８図は第２図の実施例におけ
るストリツプ導体上の瞬時電流を示して円偏波の
発生の様子を示した図、第９図は従来のアンテナ
の構成例と実施例との違いを示した説明図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す斜視図、第１１
図は第１０図の実施例の寸法の選び方の説明図、
第１２図は異なる実施例の寸法の選び方の説明
図、第１３図はグレイテイングローブ消去のため
の構成例の説明図、第１４図はグレイテイングロ
ーブ消去のための構成図、第１５図〜第２０図は
本発明の他の実施例としてストリツプ導体を示す
各構成図、第２１図は第２図の実施例のアンテナ
を用いて実測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、
第２２図は第２図の実施例のアンテナを用いて実
測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、第２３図は
第１０図の実施例のアンテナを用いて実測したＺ
−Ｘ面の電界指向特性曲線を示す図である。 ４……誘電体基板、５……地導体、６……スト
リツプ導体、１０……マイクロストリツプライン
アンテナ、Ｒ……整合負荷。
ンアンテナの構成例を示す図、第２図は本発明の
一実施例である円偏波マイクロストリツプライン
アンテナを示すとともに座標系をも併せて示した
斜視図、第３図は第２図の実施例におけるストリ
ツプ導体の構成を示した平面図、第４図はストリ
ツプ導体と鏡像ストリツプ導体の関係を示した
図、第５図はストリツプ導体と座標系を示した
図、第６図は主ビーム方向を求めるときの参考
図、第７図および第８図は第２図の実施例におけ
るストリツプ導体上の瞬時電流を示して円偏波の
発生の様子を示した図、第９図は従来のアンテナ
の構成例と実施例との違いを示した説明図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す斜視図、第１１
図は第１０図の実施例の寸法の選び方の説明図、
第１２図は異なる実施例の寸法の選び方の説明
図、第１３図はグレイテイングローブ消去のため
の構成例の説明図、第１４図はグレイテイングロ
ーブ消去のための構成図、第１５図〜第２０図は
本発明の他の実施例としてストリツプ導体を示す
各構成図、第２１図は第２図の実施例のアンテナ
を用いて実測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、
第２２図は第２図の実施例のアンテナを用いて実
測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、第２３図は
第１０図の実施例のアンテナを用いて実測したＺ
−Ｘ面の電界指向特性曲線を示す図である。 ４……誘電体基板、５……地導体、６……スト
リツプ導体、１０……マイクロストリツプライン
アンテナ、Ｒ……整合負荷。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一方の面に一様に地導体を設けた誘電体板の
表面に少なくとも１条以上の周期的に折曲げたス
トリツプ導体を備えて、該ストリツプ導体に進行
波を伝播させることにより円偏波ビームを放射す
るようにしたマイクロストリツプラインアンテナ
において、前記ストリツプ導体は直線片と、該直
線片を一方側に配置したＵ字形部とが順次一連に
接続されて形成され、前記Ｕ字形部は前記直線片
と垂直な一対の腕辺と前記直線片に平行な底辺と
で形成され、かつ前記各腕辺の長さｂは3λg／８
（ただしλgは線路波長）に選ばれ、前記直線片の
長さ２ａは下記の式で示され、 2a＝｛(-n-m〓T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) （ｍとｎは整数、Ｔは次式で示される。） Ｔ＝１／πTan-1｛sinθm／(1-ηcosθm)｝ （θmは主ビーム方向、ηは実効波長短縮率であ
り、次式で示される。） η＝λg／λo （λoは自由空間波長） 前記底辺の長さｃは下記の式 ｃ＝｛(m±T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) で示されることを特徴とするマイクロストリツプ
ラインアンテナ。 ２ 前記ストリツプライン導体の一組を複数組同
一平面上に平行に配置することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のマイクロストリツプライ
ンアンテナ。 ３ 一方のストリツプ導体の前記Ｕ字形部は他方
のストリツプ導体のＵ字形部に平行とし、かつ一
方のストリツプライン導体のＵ字形部は他方のス
トリツプライン導体のＵ字形部より半周期長（＝
Ｌ／２）ずらせることを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載のマイクロストリツプラインアンテ
ナ。 ４ 前記ストリツプライン導体の一組を２組、点
対称に配置し、その中央部から給電（受電）する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のマ
イクロストリツプラインアンテナ。 ５ 前記ストリツプライン導体の一組を複数個同
一基板上に並設し、一端給電とすることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のマイクロストリ
ツプラインアンテナ。 ６ 前記ストリツプライン導体の一組を複数個同
一基板上に多重アレイ状に配列し、中央給電とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の
マイクロストリツプラインアンテナ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/328,441 US4475107A (en) | 1980-12-12 | 1981-12-07 | Circularly polarized microstrip line antenna |
| US328441 | 2002-12-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58125901A JPS58125901A (ja) | 1983-07-27 |
| JPS6350882B2 true JPS6350882B2 (ja) | 1988-10-12 |
Family
ID=23280993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21504082A Granted JPS58125901A (ja) | 1981-12-07 | 1982-12-07 | マイクロストリツプラインアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58125901A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1250046A (en) * | 1984-07-13 | 1989-02-14 | Masayuki Matsuo | Microwave plane antenna for receiving circularly polarized waves |
| JPS6124308A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-03 | Matsushita Electric Works Ltd | マイクロ波用平面アンテナ |
| JPS6124311A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-03 | Matsushita Electric Works Ltd | マイクロストリツプラインアンテナ |
| US4679051A (en) * | 1984-11-01 | 1987-07-07 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Microwave plane antenna |
| JPS61189613U (ja) * | 1985-05-15 | 1986-11-26 | ||
| JPS6236906A (ja) * | 1985-08-09 | 1987-02-17 | Sharp Corp | 二偏波共用アンテナシステム |
| JPS6297409A (ja) * | 1985-10-23 | 1987-05-06 | Matsushita Electric Works Ltd | 平面アンテナ |
| WO2006050411A1 (en) * | 2004-11-02 | 2006-05-11 | Sensormatic Electronics Corporation | Rfid near field meanderline-like microstrip antenna |
| JP6145733B2 (ja) * | 2012-09-20 | 2017-06-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | アレーアンテナ装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6145401A (ja) * | 1984-08-08 | 1986-03-05 | Hitachi Ltd | 記録制御回路 |
-
1982
- 1982-12-07 JP JP21504082A patent/JPS58125901A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58125901A (ja) | 1983-07-27 |
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