JPS6350953B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6350953B2 JPS6350953B2 JP13640680A JP13640680A JPS6350953B2 JP S6350953 B2 JPS6350953 B2 JP S6350953B2 JP 13640680 A JP13640680 A JP 13640680A JP 13640680 A JP13640680 A JP 13640680A JP S6350953 B2 JPS6350953 B2 JP S6350953B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase angle
- circuit
- output
- power supply
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サイリスタコンバータの位相制御回
路に関する。
路に関する。
サイリスタコンバータは、入力された交流電流
の整流を主サイリスタで行なう際にその出力電圧
を主サイリスタの点弧位相角の制御を行なうこと
より制御できる。したがつてサイリスタコンバー
タは出力電圧制御が行なえる電流伝源として好適
であり、インバータ装置等に広く利用されてい
る。
の整流を主サイリスタで行なう際にその出力電圧
を主サイリスタの点弧位相角の制御を行なうこと
より制御できる。したがつてサイリスタコンバー
タは出力電圧制御が行なえる電流伝源として好適
であり、インバータ装置等に広く利用されてい
る。
第１図には、一般に利用されているサイリスタ
コンバータの原理的回路説明図が示されている。
図において、外部交流電源１０の出力電流１００
はサイリスタコンバータ１２に供給されており、
サイリスタコンバータ１２の主サイリスタ１４に
より整流が行なわれ、負荷１６に直流電流が供給
される。この負荷１６に供給される直流電流の電
圧は主サイリスタ１４のゲートに位相角制御回路
１８から供給される位相角制御信号２００により
決定される。
コンバータの原理的回路説明図が示されている。
図において、外部交流電源１０の出力電流１００
はサイリスタコンバータ１２に供給されており、
サイリスタコンバータ１２の主サイリスタ１４に
より整流が行なわれ、負荷１６に直流電流が供給
される。この負荷１６に供給される直流電流の電
圧は主サイリスタ１４のゲートに位相角制御回路
１８から供給される位相角制御信号２００により
決定される。
第２図Ａには、外部交流電源１０から主サイリ
スタ１４に供給される交流電圧１００の波形が示
されており、第２図Ｂには主サイリスタ１４に位
相角制御回路１８から供給される位相角制御信号
２００が示されており、そして、第２図Ｃには主
サイリスタ１４の出力電流３００の波形が示され
ている。
スタ１４に供給される交流電圧１００の波形が示
されており、第２図Ｂには主サイリスタ１４に位
相角制御回路１８から供給される位相角制御信号
２００が示されており、そして、第２図Ｃには主
サイリスタ１４の出力電流３００の波形が示され
ている。
コンバータ１２の主サイリスタ１４に第２図Ａ
の交流電流１００が与えられると、主サイリスタ
１４はそのゲートに位相角制御信号２００が与え
られた後ターンオンして電流を流し、第２図Ａの
交流電流１００の電圧が逆方向に印加される下側
区間（点線にて示す）においては、ターンオフし
て電流を遮断する。このときコンバータ１２の出
力電圧が位相角θにより決定されるので、コンバ
ータ１２の出力電圧を位相角制御信号２００の位
相角θにより制御することができる。
の交流電流１００が与えられると、主サイリスタ
１４はそのゲートに位相角制御信号２００が与え
られた後ターンオンして電流を流し、第２図Ａの
交流電流１００の電圧が逆方向に印加される下側
区間（点線にて示す）においては、ターンオフし
て電流を遮断する。このときコンバータ１２の出
力電圧が位相角θにより決定されるので、コンバ
ータ１２の出力電圧を位相角制御信号２００の位
相角θにより制御することができる。
次に主サイリスタ１４に位相角制御信号２００
を供給して主サイリスタ１４の点弧位相角θの制
御を行なう従来の位相角制御回路１８を説明す
る。
を供給して主サイリスタ１４の点弧位相角θの制
御を行なう従来の位相角制御回路１８を説明す
る。
第３図には従来の位相角制御回路が示されてい
る。図において、第１図の外部交流電源１０に同
期した鋸歯状波信号４００を出力する同期回路２
０そして位相角θを決定するためのバイアス電圧
５００を出力するバイアス電源２２が設けられて
おり、これら鋸歯状波信号４００とバイアス電圧
５００とは位相角制御信号２００を出力するコン
パレータ２４の比較入力に供給されている。
る。図において、第１図の外部交流電源１０に同
期した鋸歯状波信号４００を出力する同期回路２
０そして位相角θを決定するためのバイアス電圧
５００を出力するバイアス電源２２が設けられて
おり、これら鋸歯状波信号４００とバイアス電圧
５００とは位相角制御信号２００を出力するコン
パレータ２４の比較入力に供給されている。
第３図従来装置は以上の構成から成り、以下そ
の作用を第４図を用いて説明する。
の作用を第４図を用いて説明する。
第４図において、Ａは第１図の外部交流電源１
０の出力電流波形を示し、Ｂは第３図従来装置の
鋸歯状波信号４００及びバイアス電圧５００を示
し、Ｃはコンパレータ２４の出力である位相角制
御信号２００を示し、そしてＤは第１図のサイリ
スタ１４の出力波形３００を示している。すな
ち、コンパレータ２４は、鋸歯状波信号４００が
バイアス電圧５００より大きな値となつた時に第
４図Ｃに示した位相角制御信号を出力する。した
がつて、第４図Ａの交流電流が与えられたサイリ
スタ１４は第４図Ｄの整流出力を行なう。このと
きの位相角θは、バイアス電圧５００により決定
され、バイアス電圧５００が低いときには大き
く、バイアス電圧５００が高いときには小さくな
る。したがつてバイアス電圧５００を制御するこ
とにより位相角θを制御することができる。
０の出力電流波形を示し、Ｂは第３図従来装置の
鋸歯状波信号４００及びバイアス電圧５００を示
し、Ｃはコンパレータ２４の出力である位相角制
御信号２００を示し、そしてＤは第１図のサイリ
スタ１４の出力波形３００を示している。すな
ち、コンパレータ２４は、鋸歯状波信号４００が
バイアス電圧５００より大きな値となつた時に第
４図Ｃに示した位相角制御信号を出力する。した
がつて、第４図Ａの交流電流が与えられたサイリ
スタ１４は第４図Ｄの整流出力を行なう。このと
きの位相角θは、バイアス電圧５００により決定
され、バイアス電圧５００が低いときには大き
く、バイアス電圧５００が高いときには小さくな
る。したがつてバイアス電圧５００を制御するこ
とにより位相角θを制御することができる。
しかしながら、以上説明した従来装置では、外
部交流電源１０の周波数が変動すると、この周波
数変動に応じて、外部交流電源１０に同期する鋸
歯状波信号４００の周波数及び電圧値も変動する
ことになる。したがつて、パラメータとしてのバ
イアス電圧５００に対して基準となるべき鋸歯状
波信号４００が外部交流電源１０の周波数の変動
に応じて変動することになるので、位相角θが偏
移し、コンパレータ１２の出力電圧も変化するこ
とになる。そして、位相角θが小さい時には外部
交流電源１０の周波数変動に対してコンバータ１
２の出力電圧が著しく変化することになる。
部交流電源１０の周波数が変動すると、この周波
数変動に応じて、外部交流電源１０に同期する鋸
歯状波信号４００の周波数及び電圧値も変動する
ことになる。したがつて、パラメータとしてのバ
イアス電圧５００に対して基準となるべき鋸歯状
波信号４００が外部交流電源１０の周波数の変動
に応じて変動することになるので、位相角θが偏
移し、コンパレータ１２の出力電圧も変化するこ
とになる。そして、位相角θが小さい時には外部
交流電源１０の周波数変動に対してコンバータ１
２の出力電圧が著しく変化することになる。
以上説明した様に、従来の位相角制御回路に
は、電源周波数の変動によりコンバータの出力電
圧を変化させてしまうという欠点があつた。
は、電源周波数の変動によりコンバータの出力電
圧を変化させてしまうという欠点があつた。
本発明は上記従来の課題に鑑みて為されたもの
であり、その目的は、電源周波数の変動により位
相角の変化が生ずることがない位相角制御回路を
提供することにある。
であり、その目的は、電源周波数の変動により位
相角の変化が生ずることがない位相角制御回路を
提供することにある。
上記目的と達成するために、本発明は、電源周
期を等間隔の単位位相角周期で分周した単位位相
角パルス列を出力する単位位相角パルス回路と、
一周期内における単位位相角パルス数と予め与え
られた位相角設定値とを乗算して位相角設定値ま
でのタイミング時間を求める位相角タイミング回
路と、単位位相角周期と一周期内の単位位相角パ
ルス数に基づいて決定される周波数の基クロツク
パルスをタイミング時間だけ計数した時に位相角
制御信号を出力する位相角制御信号出力回路と、
を有することを特徴とする。
期を等間隔の単位位相角周期で分周した単位位相
角パルス列を出力する単位位相角パルス回路と、
一周期内における単位位相角パルス数と予め与え
られた位相角設定値とを乗算して位相角設定値ま
でのタイミング時間を求める位相角タイミング回
路と、単位位相角周期と一周期内の単位位相角パ
ルス数に基づいて決定される周波数の基クロツク
パルスをタイミング時間だけ計数した時に位相角
制御信号を出力する位相角制御信号出力回路と、
を有することを特徴とする。
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例を
説明する。
説明する。
第５図には本発明の好適な実施例が示されてお
り、外部交流電源１０の出力１００は所定レベル
にまで降圧された後、本実施例装置に供給されて
いる。
り、外部交流電源１０の出力１００は所定レベル
にまで降圧された後、本実施例装置に供給されて
いる。
本実施例装置には、外部交流電源１０からの交
流出力１００の０点を検出して本装置各部に０点
検出信号を供給する０点検出回路２６が設けられ
ており、この０点検出回路２６により交流出力１
００の半周期が常に監視されている。
流出力１００の０点を検出して本装置各部に０点
検出信号を供給する０点検出回路２６が設けられ
ており、この０点検出回路２６により交流出力１
００の半周期が常に監視されている。
交流出力１００は図示されていない半波整流回
路により半波整流された後、単位位相角パルス回
路を構成するカウンタ２８のＲ入力に供給されて
いる。このカウンタ２８のＣ入力には18KHzのパ
ルス列６００が供給されており、カウンタ２８
は、半波整流された交流出力１００の入力がある
期間のみカウントを行なう。
路により半波整流された後、単位位相角パルス回
路を構成するカウンタ２８のＲ入力に供給されて
いる。このカウンタ２８のＣ入力には18KHzのパ
ルス列６００が供給されており、カウンタ２８
は、半波整流された交流出力１００の入力がある
期間のみカウントを行なう。
カウンタ２８の単位位相角パルス列すなわちカ
ウント出力は、ラツチ３０に供給されており、ラ
ツチ３０において保持される。このラツチ３０に
て保持されたカウンタ２８のカウント出力は、ラ
ツチ３０に供給されている０点検出信号により読
み出され、位相角タイミング回路を構成する乗算
回路３２に供給される。この乗算回路３２には位
相角設定値７００が予め与えられており、ラツチ
３０の出力とこの位相角設定値７００との乗算が
行なわれる。
ウント出力は、ラツチ３０に供給されており、ラ
ツチ３０において保持される。このラツチ３０に
て保持されたカウンタ２８のカウント出力は、ラ
ツチ３０に供給されている０点検出信号により読
み出され、位相角タイミング回路を構成する乗算
回路３２に供給される。この乗算回路３２には位
相角設定値７００が予め与えられており、ラツチ
３０の出力とこの位相角設定値７００との乗算が
行なわれる。
乗算回路３２の乗算結果は位相角制御信号出力
回路３４を構成するプリセツトカウンタ３４のプ
リセツト値として供給されている。このプリセツ
トカウンタ３４のＣ入力には3.24MHzの基クロツ
クパルス８００が供給されており、プリセツトカ
ウンタ３４は上記プリセツト値まで基クロツクパ
ルス８００のカウントを行ない、このカウント終
了時にパルス、すなわち位相角制御信号２００を
出力する。
回路３４を構成するプリセツトカウンタ３４のプ
リセツト値として供給されている。このプリセツ
トカウンタ３４のＣ入力には3.24MHzの基クロツ
クパルス８００が供給されており、プリセツトカ
ウンタ３４は上記プリセツト値まで基クロツクパ
ルス８００のカウントを行ない、このカウント終
了時にパルス、すなわち位相角制御信号２００を
出力する。
本発明の好適な実施例は以上の構成から成り、
以下その作用を説明する。
以下その作用を説明する。
第６図には、本実施例装置に供給される外部交
流電源１０出力１００の波形が示されている。但
し、図において出力１００は半波整流されてい
る。
流電源１０出力１００の波形が示されている。但
し、図において出力１００は半波整流されてい
る。
本実施例において特徴的な事は、第６図におい
て出力１００の半周期をＴとし、位相角をθと
し、（180゜−θ）の位置を位相角設定値７００と
したときに、0゜から位相角設定値７００に至るま
でのタイミング時間tθを求め、0゜からタイミング
時間tθだけ経過した時に位相角制御信号２００を
出力することにある。
て出力１００の半周期をＴとし、位相角をθと
し、（180゜−θ）の位置を位相角設定値７００と
したときに、0゜から位相角設定値７００に至るま
でのタイミング時間tθを求め、0゜からタイミング
時間tθだけ経過した時に位相角制御信号２００を
出力することにある。
以下、外部交流電源１０の出力周波数が50Hz
（したがつて周期Ｔ＝１／100秒）である場合を例と して説明する。
（したがつて周期Ｔ＝１／100秒）である場合を例と して説明する。
カウンタ２８のＲ入力には第６図の出力１００
が供給されているので、カウンタ２８は0゜からパ
ルス列６００のカウントを行ない、出力１００が
50Hzでありパルス列６００が18KHzであるので、
180゜までにパルス列６００のパルスを180個だけ
カウントする。したがつて、出力１００はカウン
タ２８にカウントされた単位位相角パルスにより
180個に等分割されたことになる。
が供給されているので、カウンタ２８は0゜からパ
ルス列６００のカウントを行ない、出力１００が
50Hzでありパルス列６００が18KHzであるので、
180゜までにパルス列６００のパルスを180個だけ
カウントする。したがつて、出力１００はカウン
タ２８にカウントされた単位位相角パルスにより
180個に等分割されたことになる。
次に、０点検出信号によりカウンタ２８のカウ
ント値がラツチ３０を介して乗算回路３２に供給
され、位相角設定値７００との乗算が行なわれ
る。すなわち、位相角設定値７００を例えば123゜
としたときには、180×123＝22140という計算が
乗算回路３２において行なわれる。
ント値がラツチ３０を介して乗算回路３２に供給
され、位相角設定値７００との乗算が行なわれ
る。すなわち、位相角設定値７００を例えば123゜
としたときには、180×123＝22140という計算が
乗算回路３２において行なわれる。
この乗算回路３２の乗算結果は、プリセツトカ
ウンタ３４のプリセツト値として利用されている
が、この乗算結果が、第６図におけるタイミング
時間tθを決定する。このタイミング時間tθは、周
期Ｔが1/100秒であり位相角設定値７００が123゜
である場合、プリセツト値が22140であるので
6.833×10-3秒となる。一方、第６図において0゜か
ら位相角設定値123゜までに要する時間tθは、
１／50×２×123゜／180゜で表わされ、この計算結果は
、 6.833×10-3秒となるので、プリセツトカウンタ
３４のカウント完了時刻と位相角設定値123゜にお
ける時刻が一致する。この結果、位相角57゜にお
いて位相角制御信号２００がプリセツトカウンタ
３４から出力されることが理解される。
ウンタ３４のプリセツト値として利用されている
が、この乗算結果が、第６図におけるタイミング
時間tθを決定する。このタイミング時間tθは、周
期Ｔが1/100秒であり位相角設定値７００が123゜
である場合、プリセツト値が22140であるので
6.833×10-3秒となる。一方、第６図において0゜か
ら位相角設定値123゜までに要する時間tθは、
１／50×２×123゜／180゜で表わされ、この計算結果は
、 6.833×10-3秒となるので、プリセツトカウンタ
３４のカウント完了時刻と位相角設定値123゜にお
ける時刻が一致する。この結果、位相角57゜にお
いて位相角制御信号２００がプリセツトカウンタ
３４から出力されることが理解される。
外部交流電源１０の出力周波数、すなわち第６
図の周期Ｔが変化した場合には、第６図において
出力１００の周期Ｔに対してカウンタ２８のカウ
ント値及びプリセツトカウンタ３４のプリセツト
値が比例するので、プリセツトカウンタ３４のカ
ウント時間は周期Ｔに比例することになり、位相
角設定値７００により決定される位相角θは変化
しない。例えば、外部交流電源１０の周波数が60
Hzに変化した場合には、ラツチ２８に保持される
単位位相角パルス数は150となり、位相角設定値
７００が123゜のときプリセツト値は18450となる。
このプリセツト値で基クロツクパルス列８００が
カウントされると、そのカウント終了までに
5.694×10-3要するが、この時間はtθ＝１／60Hz×２ ×123゜／180゜と一致するので、上記カウント終了時と 位相角θ＝57度の時刻とが一致する。
図の周期Ｔが変化した場合には、第６図において
出力１００の周期Ｔに対してカウンタ２８のカウ
ント値及びプリセツトカウンタ３４のプリセツト
値が比例するので、プリセツトカウンタ３４のカ
ウント時間は周期Ｔに比例することになり、位相
角設定値７００により決定される位相角θは変化
しない。例えば、外部交流電源１０の周波数が60
Hzに変化した場合には、ラツチ２８に保持される
単位位相角パルス数は150となり、位相角設定値
７００が123゜のときプリセツト値は18450となる。
このプリセツト値で基クロツクパルス列８００が
カウントされると、そのカウント終了までに
5.694×10-3要するが、この時間はtθ＝１／60Hz×２ ×123゜／180゜と一致するので、上記カウント終了時と 位相角θ＝57度の時刻とが一致する。
以上説明した様に、本発明装置には、電源周波
数の変動により位相角θが変動することがないと
いう利点がある。又、本発明によれば、予め位相
角設定値を定めるだけで位相角が一定より、この
位相角が変化ないので、回路の無調整化が図れる
という利点もある。
数の変動により位相角θが変動することがないと
いう利点がある。又、本発明によれば、予め位相
角設定値を定めるだけで位相角が一定より、この
位相角が変化ないので、回路の無調整化が図れる
という利点もある。
第１図はサイリスタコンバータの構成説明図、
第２図は第１図の各部波形図、第３図は従来の位
相角制御回路図、第４図は第３図の各部波形図、
第５図は本発明の好適な実施例を示す回路図、第
６図は本発明の動作原理説明図である。各図中、
同一部材には同一符号を付し、１０は外部交流電
源、１２はコンバータ、１４は主サイリスタ、１
６は位相角制御回路、２６は０点検出回路、２８
はカウンタ、３２は乗算回路、３４はプリセツト
カウンタである。
第２図は第１図の各部波形図、第３図は従来の位
相角制御回路図、第４図は第３図の各部波形図、
第５図は本発明の好適な実施例を示す回路図、第
６図は本発明の動作原理説明図である。各図中、
同一部材には同一符号を付し、１０は外部交流電
源、１２はコンバータ、１４は主サイリスタ、１
６は位相角制御回路、２６は０点検出回路、２８
はカウンタ、３２は乗算回路、３４はプリセツト
カウンタである。
Claims (1)
- １ 電源周期を等間隔の単位位相角周期で分周し
た単位位相角パルス列を出力する単位位相角パル
ス回路と、一周期内における単位位相角パルス数
と予め与えられた位相角設定値とを乗算して位相
角設定値までのタイミング時間を求める位相角タ
イミング回路と、単位位相角周期と一周期内の単
位位相角パルス数に基づいて決定される周波数の
基クロツクパルスをタイミング時間だけ計数した
時に位相角制御信号を出力する位相角制御信号出
力回路と、を有することを特徴とするサイリスタ
コンバータの位相角制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13640680A JPS5762770A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Phase angle control circuit of thyristor converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13640680A JPS5762770A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Phase angle control circuit of thyristor converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5762770A JPS5762770A (en) | 1982-04-15 |
| JPS6350953B2 true JPS6350953B2 (ja) | 1988-10-12 |
Family
ID=15174412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13640680A Granted JPS5762770A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Phase angle control circuit of thyristor converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5762770A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5210734B2 (ja) * | 2008-07-07 | 2013-06-12 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置 |
-
1980
- 1980-09-30 JP JP13640680A patent/JPS5762770A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5762770A (en) | 1982-04-15 |
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