JPS6352671A

JPS6352671A - 共振コンバ−タ

Info

Publication number: JPS6352671A
Application number: JP19485986A
Authority: JP
Inventors: Rihei Hiramatsu; 平松　利平; Isami Norikoshi; 勇美乗越; Hiroshi Takeshita; 紘竹下; Tokushige Inoue; 井上　徳成
Original assignee: Densetsu Co Ltd
Current assignee: Densetsu Co Ltd
Priority date: 1986-08-20
Filing date: 1986-08-20
Publication date: 1988-03-05
Anticipated expiration: 2010-07-31
Also published as: JPH0771394B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、共振型スイッチング電源等において、高能率
、低ノイズ、高周波化を図った共振コンバータに関する
ものである。

「従来の技術」従来、共振コンバータを用いたスイッチング電源として
、第１２図のような基本回路が用いられている。この回
路は直流電源（１）から、第１　ＦＥＴ（２）、変圧器
（３）を経て第１コンデンサ（４）の方向と、直流電源
（１）から第２コンデンサ（５）、変圧器（３）を経て
第２ＦＥＴ（６）の方向に交互にオン、オフして交流化
して、これを整流器（７）（８）、コンデンサ（９）　
（１０）、リアクトル（１１）にて平滑化して出力端子
（１，２）（１３）間に出力電圧ｖ０を得る。この出力
電圧ｖ０は検出増幅回路（３２）で検出増幅して第１Ｆ
ＥＴ、第２　Ｆ　Ｅ　Ｔ　（２）（６）の発振周波数を
制御して、出力電圧Ｖ。を制御している。

「発明が解決しようとする問題点」このような従来の回路構成においては、負荷により共振
条件が大巾に変化する１例えば出力が無負荷になると制
御される発振周波数を甚しく低くする必要があり、とき
に可聴周波数以下となって騒音を発生し、また出力リッ
プルも甚しく増大する等の不都合があった。

ｒ問題点を解決するための手段」本発明は上述のような問題点を解決するためになされた
もので、直流電源を、主開閉素子のスイッチングにより
チョッピングして共振回路要素を有する主変圧器の２次
巻線に交流電圧を得、この交流電圧を出力側整流器で整
流し所定の直流電圧を得るようにした共振コンバータに
おいて、前記出力側整流器の入力側に、補助変圧器の１
次巻線を結合し、この補助変圧器の２次巻線を整流器を
介して前記直流電源側に結合してなるものであるゆ「作
用」無負荷または軽負荷時に、主変圧器の２次側の交流電圧
が異常に高くなろうとするのを補助変圧器と整流器を介
して余剰の電力を直流電源側へ帰還して一定値以下にク
ランプする。そのため、無負荷または軽負荷時に主開閉
素子や共振にかがわるインダクタンス、キャパシタンス
にも一定の通過電流を保証することにより、その共振条
件を略一定に保たせるものであり、これにより無負荷ま
たは軽負荷時の出力電圧を効果的に抑制するとともに制
御される周波数の変化巾は僅少で足りるので全体制御を
容易ならしめ、さらに主変圧器の２次側の変化巾も小さ
いので磁気増幅器等の使用も可能となり、これにより多
出力構成も可能となるなどの効果を有する。

「実施例」以下、本発明の実施例を図面に基づき説明する。

第１図において、（１）は直流入力電源で、この直流入
力電源（１）は、主変圧器（３）の１次巻線（１４）の
中間点（１５）に結合され、この１次巻ａ（１４）の−
方端と直流入力電源（１）の負荷側にはダイオード（１
６）、第１主開閉素子としてのＭＯ９Ｏ９型第１ＦＥＴ
）の直列回路が挿入され、他方端と直流入力電源（］）
の負極間にはダイオード（１７）、第２主開閉素子とし
てのＭＯ５型第２ＦＥＴ（６）の直列回路が挿入されて
いる。前記主変圧器（３）の２次巻線（１８）の両端は
コンデンサ（１９）を介して結合されるとともに整流器
（７）（８）を介して一点に結合され、この結合点と２
次巻線の中間点間にはコンデンサ（９）（１０）、リア
クトル（１１）からなる平滑ろ波回路を介して出力端子
（１２）（１３）に結合されている。

前記整流器（７）（８）の入力側の交流部分には、補助
変圧器（２０）の１次巻線（２１）を結合し、この補助
変圧器（２０）の２次巻線（２２）は整流回路（２３）
を介して前記直流入力電源（１）の両端間に結合されて
いる。

（２４）はＭ　Ｂ　３７５９として市販されている電源
用ＩＣで、この電源用ＩＣ（２４）内の交互にオン、オ
フするトランジスタ（２５）　（２６）はそれぞれ前記
第１、第２ＦＥＴ（２）（６）のゲートに結合されてい
る。また、前記主変圧器（３）の中間点（１５）と直流
入力電源（１）の負極側間にコンデンサ（２７）が挿入
されている。

なお、（２８）　（２９）は主変圧器（３）の２次巻線
（１８）の両端間に内在するり一ケージインダクタンス
（Ｌｌ）である。

以上のような第１図の回路の作用を説明する。

第１図の回路は、第２図のような等価回路に置換できる
。この回路において、第１．第２　ＦＥＴ（２）　（６
）の導通角は制限され、また主変圧器（３）にはギャッ
プが設けられており、この励磁インピーダンスはり、に
て示される。２次巻線（１８）にはり一ケージインダク
タンス（２８）　（２９）のＬ工が内在し、これとコン
デンサ（１９）のＣ工とによって第３図のような共振状
態が存在する。ちなみに、この共振はいわゆる並列共振
型であるが、まずその基本動作を説明する。

第３図において、（ａ）は第１ＦＥＴ（２）のドレン、
ソース間電圧ＶＱｔの波形、（ｃ）は励磁インピーダン
スし０に流れる励磁電流Ｉφ、（ｄ）はり一ケージイン
ダクタンスＬ１とコンデンサ（１９）のＣ１との共振電
流工Ωを示し、（ｂ）は励磁電流工φと共振電流ＩＱと
の合成である。（ｅ）におけるＩｒはコンデンサ（１９
）のＣ１と（Ｌ１＋Ｌ、）による共振電流であり、また
電流Ｉ　ｏａｃは負荷側に供給される電流である。

そして主変圧器（３）の２次側電流工、は以上の合成さ
れたものである。（ｆ）は重負荷時のコンデンサ（１９
）の両端の電圧である。

つぎに無負荷または軽負荷になると、リーケージインダ
クタンスＬ１とコンデンサ（１９）の０１とによる共振
電圧Ｖｃが異常に上昇することは共振回路において自明
であり、これは（ｇ）の電圧ＶｃＱによって表わされる
。この時補助変圧器（２０）の出力側整流器（２３）の
出力電圧が入力電圧■１と（ｆ）のＶｃｈ時に等しくな
るように補助変圧器（２０）の１次、２次巻線比を構成
しておけば、（ｇ）に示した電圧ＶｃＱの波高は点線で
示した電圧Ｖｃｈ値においてクランプされる。（ｈ）に
示した電流工、は補助変圧器（２０）への流入電流であ
り、実線は重負荷時で略零１こ近く、点線は軽負荷時で
ある。なお、補助変圧器（２０）の巻線比によって（ｇ
）のＶｃＱの波高のクランプ値は自由に変えられる。

このようにして、第１図の入力端よりコンデンサ（１９
）の両端の間においては一定の負担電流が確保されたこ
とになり、その共振条件は大きく崩れることはなく安定
な共振が確保される。

第１図の回路において、並列共振条件はインダクタンス
とキャパシタンスを必要とするがインダクタンスＬ０は
主変圧器（３）の鉄心のギャップにより、インダクタン
スＬ１は２次巻線（１８）のり一ケージインダクタンス
により、またキャパシタンスＣ１は２次巻線（１８）の
ストレイキャパシタンスによって一部または全部を充当
することができる。

インダクタンスＬ１とキャパシタンスＣ１との共振条件
に変化があって、特性が第４図にようになるとＦ　Ｅ　
Ｔ　（２）はだは（６）を流れる電流Ｉ９が逆流して甚
しくその効率を低下する。そこでその逆流を阻止して、
多少の条件の変化があっても共振条件を維持するため、
第１図の主変圧器（３）の１次巻線（１４）の両端と第
１、第２　Ｆ　Ｅ　Ｔ（２）（６）との間にそれぞれ整
流器（１６）　（１７）が挿入される。出力側整流器（
７）（８）の出力側が完全なチョークインプットである
と第５図（ｂ）　（ｅ）のようにＩｏａｃはＶｃｈが零
のときを境にして分流してこの分流切替時に出力側にノ
イズを発生する。そこで、第１図のように、出力側整流
器（７）（８）の出力側と他方の出力端子（１３）との
間に小さなコンデンサ（９）を挿入する。すると第５図
（ｄ）（ｅ）に示すようにＶｃｈの正負電圧の切替えは
Ｉｏａｃが零の時（ｔ□）に行えて前記の不都合が除去
される。

第９図および第１０図の回路は出力側整流器（７）（８
）の入力側と主変圧器（３）の２次側（１８）端の間に
可飽和リアクトル（３０）（３’ｌ）を挿入して、最終
出力を検出増幅回路（３２）で検出増幅して整流器（３
３）　（３４）を介して前記可飽和リアクトル（３０）
（３１）に印加して、いわゆる磁気増幅器として作動さ
せる共振型コンバータであるが、これらの回路において
主変圧器（３）よりの供給電圧が第３図（ｆ）（ｇ）の
ように負荷によって大きく変動すると磁気増幅器用可飽
和リアクトル（３０）（３１）の負担電圧が増大し、と
きに無負荷時において制御不能になるにのときの電圧Ｖ
ｃを本発明により補助変圧器（２０）を結合してクラン
プすると上述のような磁気増幅器によって出力制御を行
なう場合において極めて有効である。

第１１図の回路は最終出力電圧を検出増幅回路（３２）
で検出増幅してホトカプラなどの適尚な絶縁素子（３５
）にて絶縁した出力をとり出し、この出力にてトリガパ
ルスの周期を制御しこのトリガパルスを入力とし、略一
定の導通時間巾を出力するワンショットマルチバイブレ
ータを作動させ、その出力にて第１、第２　Ｆ　Ｅ　Ｔ
　（２）（６）の開閉周波数を制御することによって最
終出力電圧を制御する共振型コンバータであり、これは
共振型コンバータの出力制御の一般的方法であるが、こ
のような回路構成においても主変圧器（３）の２次巻線
（１８）の交流部に補助変圧器（２０）を結合すること
によって周波数の必要な制御中は甚しく減少し、リップ
ルもまた僅少となり従来の問題点が大巾に改善される。

以上の実施例では、基本の共振回路を並列共振回路によ
って説明したが、これに限られるものでなく第６図のよ
うに主開閉素子としての第１ＦＥＴ（２）が１個だけの
並列共振回路、第７図のような直列共振回路、第８図の
ような共振回路、その他総ての共振回路においても同一
の動作理論によって補助変圧器（２０）とこれに関連し
て装置は作動し、それらの共振条件を最良に維持し得る
ことは明らかである。

「発明の効果」本発明は上述のように構成したので、無負荷または軽負
荷時に主開閉素子や共振にかかわるインダクタンス、キ
ャパシタンスにも一定の通過電流を保証することにより
、その共振条件を略一定に保たせるものであり、これに
より無負荷または軽負荷時の出力電圧を効果的に抑制す
るとともに制御される周波数の変化巾は僅少で足りるの
で全体制御を容易ならしめ、さらに主変圧器の２次側の
変化巾も小さいので磁気増幅器等の使用も可能となり、
これにより多出力構成も可能となるなどの効果を有する
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による共振コンバータの第１実施例を示
す電気回路図、第２図は第１図の等価回路図、第３図は
各部の波形図、第４図は共振条件に変化があった場合の
波形図、第５図はチョークインプットによる改良前と改
良後の波形図、第６図、第７図、第８図、第９図、第１
０図および第１１図は本発明によるそれぞれ異なる回路
に実施した例を示す電気回路図、第１２図は従来の回路
図である。（１）・・・直流入力電源、（２）・・・第１ＦＥＴ、
（３）・・・主変圧器、（６）・・・第２ＦＥＴ、（７
）（８）・・・整流器、　（１２）（１３）・・・出力
端子、（１４）・・・１次巻線、（］、６Ｈ１７）・・
・整流器、（１８）・・・２次巻線、（１９）・・・コ
ンデンサ、（２０）・・・補助変圧器、（２１）・・・
１１次巻線、（２２）・・・２次巻線。（２３）・・・整流回路、（２４）・・・電源用ＩＣ１
（３２）・・・検出増幅回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源を、主開閉素子のスイッチングによりチ
ョッピングして共振回路要素を有する主変圧器の２次巻
線に交流電圧を得、この交流電圧を出力側整流器で整流
し所定の直流電圧を得るようにした共振コンバータにお
いて、前記出力側整流器の入力側に、補助変圧器の１次
巻線を結合し、この補助変圧器の２次巻線を整流器を介
して前記直流電源側に結合してなることを特徴とする共
振コンバータ。
（２）共振回路素子は、主変圧器の励磁インダクタンス
、リーケージインダクタンス、およびストレイキャパシ
タンスからなる特許請求の範囲第１項記載の共振コンバ
ータ。
（３）主変圧器の１次巻線と主開閉素子との間に逆流防
止用整流器を挿入してなる特許請求の範囲第１項または
第２項記載の共振コンバータ。
（４）主変圧器の２次巻線に結合した出力側整流器と出
力の他方の端子との間にコンデンサを挿入してなる特許
請求の範囲第１項、第２項または第３項記載の共振コン
バータ。
（５）主変圧器の２次巻線と出力側整流器の入力側との
間に可飽和リアクトルを挿入し、最終出力を検出して前
記可飽和リアクトルを磁気増幅器として作動せしめてな
る特許請求の範囲第１項、第２項、第３項または第４項
記載の共振コンバータ。
（６）最終出力電圧に対応した出力を絶縁素子を介して
検出してトリガパルスの周期を制御し、このトリガパル
スを入力信号として略一定の導通時間巾のワンショット
マルチバイブレータを作動させ、その出力で主開閉素子
の開閉周波数を制御して最終出力電圧を制御してなる特
許請求の範囲第１項、第２項、第３項、第４項または第
５項記載の共振コンバータ。