JPS6352821B2 - - Google Patents
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- JPS6352821B2 JPS6352821B2 JP55148001A JP14800180A JPS6352821B2 JP S6352821 B2 JPS6352821 B2 JP S6352821B2 JP 55148001 A JP55148001 A JP 55148001A JP 14800180 A JP14800180 A JP 14800180A JP S6352821 B2 JPS6352821 B2 JP S6352821B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- nonlinear
- output
- input
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 230000009022 nonlinear effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は進行波管増幅器等（以下TWTと略
称する）による非線形歪みの補償技術に関する。
称する）による非線形歪みの補償技術に関する。
マイクロ波帯のデイジタル通信は、衛星方式、
地上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点か
ら、より高密度な伝送方式で運用されることが義
務付けられよう。すなわち1979年の
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“Characteristics of ａ High
Capacity 16 QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Channel”や同じく1979
年のNational Telecommunications
Conference（NTC'79）のコンフアレンス・レコ
ードの35.4.1〜35.4.3ページに記載の“Distortion
Analysis of 64QAM”でも分かるように多値の
直交振幅変調（QAM）が用いられることにな
る。
地上方式を問わず、周波数帯の有効利用の観点か
ら、より高密度な伝送方式で運用されることが義
務付けられよう。すなわち1979年の
〔International Conference on
Communications〕（ICC'79）のコンフアレン
ス・レコードの48.4.1ページから48.4.6ページに
記載されている“Characteristics of ａ High
Capacity 16 QAM Digital Radio System on
ａ Multipath Fading Channel”や同じく1979
年のNational Telecommunications
Conference（NTC'79）のコンフアレンス・レコ
ードの35.4.1〜35.4.3ページに記載の“Distortion
Analysis of 64QAM”でも分かるように多値の
直交振幅変調（QAM）が用いられることにな
る。
この時、問題になるが送信増幅器（TWT）の
非線形歪みであり、この歪みによりQAM信号は
歪められてしまうわけである。TWTの非線形歪
みは各TWTによつて微妙に異なるが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベルｘに対応した出力の位相
回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けら
れる。
非線形歪みであり、この歪みによりQAM信号は
歪められてしまうわけである。TWTの非線形歪
みは各TWTによつて微妙に異なるが一つの範疇
を形成している。すなわち振幅飽和特性（AM／
AM変換）と入力レベルｘに対応した出力の位相
回転θ（ｘ）特性（AM／PM変換）で特徴付けら
れる。
従つてこの種の歪みはかなりの程度まで比較的
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
簡単な回路で一般的に補償することが可能であ
る。
今、送信信号の帯域制限をTWTの前では行な
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
わない場合を考えると、非線形の影響を帯域制限
の影響から分離して考えることができるので、送
信側でも受信側でもこの歪みの様子を正しく観測
することができる。
この考えに従つて従来からプリセツト形の非線
形歪み補償回路が色々提案されてきているが、こ
の回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く自
動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究会
の資料CS78−201の”自動追従形複素合成プリデ
イストーシヨンによるTWT非線形補償の検討”
に前例を見る程度である。この例はマイクロ波帯
SSB通信用に開発されたものなのでデイジタル伝
送にはあまりふさわしいものではない。
形歪み補償回路が色々提案されてきているが、こ
の回路を最も望ましい動作状態へ自動的に導く自
動追従形の回路は電子通信学会の通信方式研究会
の資料CS78−201の”自動追従形複素合成プリデ
イストーシヨンによるTWT非線形補償の検討”
に前例を見る程度である。この例はマイクロ波帯
SSB通信用に開発されたものなのでデイジタル伝
送にはあまりふさわしいものではない。
この発明の目的はデイジタル伝送に適した非線
形歪み補償制御方式を提供することにある。
形歪み補償制御方式を提供することにある。
この発明によれば、デイジタル変調器の出力を
入力として、奇関数入出力特性回路と可変複素係
数回路とを通過させ、前記入力と加算して複素合
成歪み特性を発生させ、後段の非線形回路で発生
する非線形歪みを相殺するために設けられた非線
形補正回路の制御装置において、前記非線形回路
の出力信号と前記デイジタル変調器の入力信号ま
たは出力信号の少なくとも一方とから非線形回路
による歪み成分を検出する誤差検出器を備え、前
記デイジタル変調器の入力信号ないし出力信号の
一方と前記誤差検出器の出力の相関値に従い前記
可変複素係数回路の複素係数を増減することによ
り前記非線形回路の非線形歪みを取り除くように
したことを特徴とする自動追従形プリデイストー
タが得られ、任意のTWTに対し最も都合のよい
状態で非線形補償回路を動作せしめる非線形歪み
除去回路を提供することができる。
入力として、奇関数入出力特性回路と可変複素係
数回路とを通過させ、前記入力と加算して複素合
成歪み特性を発生させ、後段の非線形回路で発生
する非線形歪みを相殺するために設けられた非線
形補正回路の制御装置において、前記非線形回路
の出力信号と前記デイジタル変調器の入力信号ま
たは出力信号の少なくとも一方とから非線形回路
による歪み成分を検出する誤差検出器を備え、前
記デイジタル変調器の入力信号ないし出力信号の
一方と前記誤差検出器の出力の相関値に従い前記
可変複素係数回路の複素係数を増減することによ
り前記非線形回路の非線形歪みを取り除くように
したことを特徴とする自動追従形プリデイストー
タが得られ、任意のTWTに対し最も都合のよい
状態で非線形補償回路を動作せしめる非線形歪み
除去回路を提供することができる。
次にこの発明について図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
第１図は従来から一般に用いられている非線形
補正回路のブロツク図、第２図は同回路の動作を
説明するための図である。
補正回路のブロツク図、第２図は同回路の動作を
説明するための図である。
第１図の回路は奇関数入出力特性回路１０（例
えば３乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成
する可変位相推移器１１、可変減衰器１２および
加算器１３から成つている。
えば３乗非線形素子）、可変複素係数回路を構成
する可変位相推移器１１、可変減衰器１２および
加算器１３から成つている。
入力端子１００への入力ｘを第２図のベクトル
２００とする。可変減衰器１２の出力は第２図の
ベクトル２０８のように位相推移器１１の移相量
φ〔rad〕によつて例えばベクトル２０１，２０
２および２０３のように変化する。加算器１３の
出力ｒはベクトル２００とベクトル２０８のベク
トル和２０７であるからそれぞれベクトル２０
４，２０５および２０６のようになる。ベクトル
２０８のベクトル２００に対する相対的長さは奇
関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）に左右さ
れるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5…｝・α
（ｂ、ｃ≠０）の形をしているとすれば入力ｘが
大きくなるのに従つて相対的にベクトル２０８が
伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対
出力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３ 図は第１図の回路の入出力特性を示したもので曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性をそ
れぞれ示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
２００とする。可変減衰器１２の出力は第２図の
ベクトル２０８のように位相推移器１１の移相量
φ〔rad〕によつて例えばベクトル２０１，２０
２および２０３のように変化する。加算器１３の
出力ｒはベクトル２００とベクトル２０８のベク
トル和２０７であるからそれぞれベクトル２０
４，２０５および２０６のようになる。ベクトル
２０８のベクトル２００に対する相対的長さは奇
関数入出力特性回路１０の特性ｆ（ｘ）に左右さ
れるが一般にｆ（ｘ）＝｛ax＋bx3＋cx5…｝・α
（ｂ、ｃ≠０）の形をしているとすれば入力ｘが
大きくなるのに従つて相対的にベクトル２０８が
伸びる。従つて入出力位相差θaは増大し、相対
出力振幅は０＜φ＜π／２の範囲で増大する。第３ 図は第１図の回路の入出力特性を示したもので曲
線３０１が振幅特性、曲線３０２が位相特性をそ
れぞれ示している。この特性はTWTの入出力特
性の逆特性の形をしている。
問題はパラメータα、φをいかに選べば任意の
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。
TWT特性の逆特性を近似できるかと言うことに
なる。
今、ｘなる入力に対しTWTの非線形歪みによ
り ｆ（ｘ）＝ｘ＋η・｜ｘ｜2・ｘ なるｆ（ｘ）が出力されるとする。これは実際の
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α・ej〓 なる複素数である。またｆ（ｘ）の第２項は第１
項に比較して通常 ｜ｘ｜≫｜η・｜ｘ｜2・ｘ｜ である。
り ｆ（ｘ）＝ｘ＋η・｜ｘ｜2・ｘ なるｆ（ｘ）が出力されるとする。これは実際の
TWT非線形歪みの良い近似である。ここでηは η＝α・ej〓 なる複素数である。またｆ（ｘ）の第２項は第１
項に比較して通常 ｜ｘ｜≫｜η・｜ｘ｜2・ｘ｜ である。
デイジタル信号ＸをTWTへ入力すると、その
出力は上に述べたようにｆ（ｘ）＝Ｘ＋η・｜ｘ｜
２・Ｘ 今信号ＸをTWTへ入力する前に ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・｜ｘ｜2・ｘ （ξ＝α・ej〓） なる特性を持つた非線形歪み補正回路を通すと、
TWT出力C0は、 C0＝Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ＋η｛｜Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ｜2
・（Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ）｝ Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＝Ｘ＋（ξ＋η
）｜Ｘ｜2・Ｘ 従つてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅ
はC0から本来の値Ｘを引いて Ｅ＝C0−Ｘ＝（ξ＋η）｜Ｘ｜2・Ｘ となる。この式よりξ＝−ηとすることによりＥ
＝０となる。
出力は上に述べたようにｆ（ｘ）＝Ｘ＋η・｜ｘ｜
２・Ｘ 今信号ＸをTWTへ入力する前に ｇ（ｘ）＝ｘ＋ξ・｜ｘ｜2・ｘ （ξ＝α・ej〓） なる特性を持つた非線形歪み補正回路を通すと、
TWT出力C0は、 C0＝Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ＋η｛｜Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ｜2
・（Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ）｝ Ｘ＋ξ｜Ｘ｜2・Ｘ＋η｜Ｘ｜2・Ｘ＝Ｘ＋（ξ＋η
）｜Ｘ｜2・Ｘ 従つてC0の本来の信号の値Ｘに対する誤差Ｅ
はC0から本来の値Ｘを引いて Ｅ＝C0−Ｘ＝（ξ＋η）｜Ｘ｜2・Ｘ となる。この式よりξ＝−ηとすることによりＥ
＝０となる。
そしてξの制御（dξ／dt）は
dξ／dt＝∂｜Ｅ｜2／∂ξ×（微少係数）
のように行うことによつてξ＝−ηで∂｜Ｅ｜
２／∂ξ＝０となり安定する。
２／∂ξ＝０となり安定する。
∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝∂｜Ｅ｜2／∂ξR
＋ｊ∂｜Ｅ｜2／∂ξI＝２（ξ＋η）｜Ｘ｜6 （ξR＝Real（ξ） ξI＝Im（ξ）） ここで上式の値をこのような偏微分を経ないで
求める方法を考える。まず第１に以下のような量
C1をえる。
＋ｊ∂｜Ｅ｜2／∂ξI＝２（ξ＋η）｜Ｘ｜6 （ξR＝Real（ξ） ξI＝Im（ξ）） ここで上式の値をこのような偏微分を経ないで
求める方法を考える。まず第１に以下のような量
C1をえる。
C1＝Ｅ×〔デイジタル変調器の入力信号（
＝本来のＸの値）の複素共役〕 ＝（ξ＋η）｜Ｘ｜2・Ｘ・X*＝（ξ＋
η）｜Ｘ｜2・｜Ｘ｜2 よつて C1＝１／｜Ｘ｜2・∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝（実係数）× ∂｜Ｅ｜2／∂ξ となり∂｜Ｅ｜2／∂ξを求めたことになる。
＝本来のＸの値）の複素共役〕 ＝（ξ＋η）｜Ｘ｜2・Ｘ・X*＝（ξ＋
η）｜Ｘ｜2・｜Ｘ｜2 よつて C1＝１／｜Ｘ｜2・∂｜Ｅ｜2／∂ξ＝（実係数）× ∂｜Ｅ｜2／∂ξ となり∂｜Ｅ｜2／∂ξを求めたことになる。
以上がこの発明の動作原理である。
第４図はこの発明の一実施例を示すブロツク図
で、図中、１は第１図の非線形補正回路（ただし
可変位相推移器１１、可変減衰器１２を複素掛算
器１４で置き代えてある。）、２は非線形回路とし
て働く送信用TWT増幅器、５はデイジタル
QAM変調器で、入力端子５００からのベース・
バンドQAM信号を搬送波変調波にする。ただし
送信フイルタは含まれていない。なお６は送信ア
ンテナである。３は先の説明のＥを観測する誤差
検出器であり、TWT増幅器の出力の一部からも
とのベースバンド信号を再生する同期検波器２４
と、もとのベースバンド信号との差を検出する減
算器２２とから成る。同期検波器２４は参照信号
発生器２７と掛算器２６と低域波器２５とから
成る一般的なものである。４は非線形補正回路１
に複素係数ξを供給する回路でありその構成は dξ／dt＝−Ｅ・X*よりξ＝∫t -∞−Ｅ・X*dt を具体化したものである。
で、図中、１は第１図の非線形補正回路（ただし
可変位相推移器１１、可変減衰器１２を複素掛算
器１４で置き代えてある。）、２は非線形回路とし
て働く送信用TWT増幅器、５はデイジタル
QAM変調器で、入力端子５００からのベース・
バンドQAM信号を搬送波変調波にする。ただし
送信フイルタは含まれていない。なお６は送信ア
ンテナである。３は先の説明のＥを観測する誤差
検出器であり、TWT増幅器の出力の一部からも
とのベースバンド信号を再生する同期検波器２４
と、もとのベースバンド信号との差を検出する減
算器２２とから成る。同期検波器２４は参照信号
発生器２７と掛算器２６と低域波器２５とから
成る一般的なものである。４は非線形補正回路１
に複素係数ξを供給する回路でありその構成は dξ／dt＝−Ｅ・X*よりξ＝∫t -∞−Ｅ・X*dt を具体化したものである。
まず４１はデイジタル変調器入力Ｘの複素共役
X*を得るためＸの虚部の極性のみを反転する虚
部極性反転回路であり、４４はＥ・X*の積を得
る複素掛算器、４３は極性反転回路、４２はξを
−Ｅ・X*の値に従つて変化させる積分器である。
X*を得るためＸの虚部の極性のみを反転する虚
部極性反転回路であり、４４はＥ・X*の積を得
る複素掛算器、４３は極性反転回路、４２はξを
−Ｅ・X*の値に従つて変化させる積分器である。
以上の説明から明らかなように、この発明によ
る制御は最大傾斜法に基づくものであり、非線形
回路の歪みが、非線形歪み補正回路の発生する歪
みの形の範疇にない場合でも制御が不安定になる
ことなく、最良な解が得られる。
る制御は最大傾斜法に基づくものであり、非線形
回路の歪みが、非線形歪み補正回路の発生する歪
みの形の範疇にない場合でも制御が不安定になる
ことなく、最良な解が得られる。
なおＥの求め方としては、本実施例の他に、
IF帯のデイジタル変調器出力とTWT出力をIF帯
までダウンコンバータによつて下げた信号との間
の差をとることによつても得られ、Ｘとの相関を
IF帯でとりたい場合には、Ｘの複素共役信号を
デイジタル変調器に入れて得ることもでき、先に
述べたIF帯のＥとの間で相関がとれる。
IF帯のデイジタル変調器出力とTWT出力をIF帯
までダウンコンバータによつて下げた信号との間
の差をとることによつても得られ、Ｘとの相関を
IF帯でとりたい場合には、Ｘの複素共役信号を
デイジタル変調器に入れて得ることもでき、先に
述べたIF帯のＥとの間で相関がとれる。
第１図は従来の非線形歪み補正回路の一例を示
すブロツク図、第２図は第１図の回路の動作説明
図、第３図は第１図の回路の入出力特性図、第４
図はこの発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。 １……非線形歪み補正回路、２……非線形回
路、３……誤差検出器、４……複素係数供給回
路、５……デイジタル変調器。
すブロツク図、第２図は第１図の回路の動作説明
図、第３図は第１図の回路の入出力特性図、第４
図はこの発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。 １……非線形歪み補正回路、２……非線形回
路、３……誤差検出器、４……複素係数供給回
路、５……デイジタル変調器。
Claims (1)
- １ デイジタル変調器の出力を入力として、奇関
数入出力特性回路と可変複素係数回路とを通過さ
せ、前記入力と加算して複素合成歪み特性を発生
させ、後段の非線形回路で発生する非線形歪みを
相殺するために設けられた非線形補正回路の制御
装置において、前記非線形回路の出力信号と前記
デイジタル変調器の入力信号または出力信号の少
なくとも一方とから非線形回路による歪み成分を
検出する誤差検出器を備え、前記デイジタル変調
器の入力信号ないし出力信号の一方と前記誤差検
出器の出力の相関値に従い前記可変複素係数回路
の複素係数を増減することにより前記非線形回路
の非線形歪みを取り除くようにしたことを特徴と
する自動追従形プリデイストータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55148001A JPS5772406A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Automatic following predistortor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55148001A JPS5772406A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Automatic following predistortor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5772406A JPS5772406A (en) | 1982-05-06 |
| JPS6352821B2 true JPS6352821B2 (ja) | 1988-10-20 |
Family
ID=15442886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55148001A Granted JPS5772406A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Automatic following predistortor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5772406A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8175551B2 (en) | 2005-06-24 | 2012-05-08 | Nec Corporation | Distortion compensation device for use in high-frequency power amplifier |
-
1980
- 1980-10-22 JP JP55148001A patent/JPS5772406A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5772406A (en) | 1982-05-06 |
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