JPS6359111B2 - - Google Patents
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- JPS6359111B2 JPS6359111B2 JP58000402A JP40283A JPS6359111B2 JP S6359111 B2 JPS6359111 B2 JP S6359111B2 JP 58000402 A JP58000402 A JP 58000402A JP 40283 A JP40283 A JP 40283A JP S6359111 B2 JPS6359111 B2 JP S6359111B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- output
- power
- current
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、電力に比例した周波数のパルスを
発生させ、このパルスをカウンタあるいは計量装
置により計数して電力量を計量するようにした電
力量計に関するものである。
発生させ、このパルスをカウンタあるいは計量装
置により計数して電力量を計量するようにした電
力量計に関するものである。
この種の電力量計としては、負荷電圧と負荷電
流とを掛算して電力を検出し、この検出電力を電
力に比例した周波数のパルスに変換するよう構成
したものが知られている。しかしながらこのよう
に構成された電子式電力量計においては、誘導形
電力量計のような摩擦の影響が無いため、軽負荷
の特性は非常に良好となるが、逆に負荷が０のと
きに出力すなわち電圧クリープを発生し易い。し
かるに、誘導形電力量計では、回転円板にクリー
プホールを設けることにより、前述した電圧クリ
ープを防止しているが、電子式電力量計の場合は
回路部品の経年変化（特に演算増幅器のオフセツ
トの変化）等により電圧クリープが発生する。こ
のため、従来においては、軽負荷の特性をマイナ
ス状態に設定して演算増幅器のオフセツト等が経
年変化しても電圧クリープを発生しないように構
成したものも知られているが、この場合特性面に
おいて負荷特性を悪化させる難点があつた。
流とを掛算して電力を検出し、この検出電力を電
力に比例した周波数のパルスに変換するよう構成
したものが知られている。しかしながらこのよう
に構成された電子式電力量計においては、誘導形
電力量計のような摩擦の影響が無いため、軽負荷
の特性は非常に良好となるが、逆に負荷が０のと
きに出力すなわち電圧クリープを発生し易い。し
かるに、誘導形電力量計では、回転円板にクリー
プホールを設けることにより、前述した電圧クリ
ープを防止しているが、電子式電力量計の場合は
回路部品の経年変化（特に演算増幅器のオフセツ
トの変化）等により電圧クリープが発生する。こ
のため、従来においては、軽負荷の特性をマイナ
ス状態に設定して演算増幅器のオフセツト等が経
年変化しても電圧クリープを発生しないように構
成したものも知られているが、この場合特性面に
おいて負荷特性を悪化させる難点があつた。
また、電子式電力量計は、一般に負荷電力に比
例した頻度で発光ダイオードの点滅もしくはステ
ツプモータの回転動作等により動作表示が行われ
る。一方、誘導形電力量計は、回転円板を有して
いるため、この円板を確認することにより負荷の
状態を確認することができるため、例えば無負荷
状態では円板が停止していること、また漏電チエ
ツク等では円板が回転しているか否かにより判定
可能である。しかしながら、前述した動作を行う
電子式電力量計では、定格負荷に近い場合に動作
表示の頻度が高いため、動作状態の確認が簡単で
あるが、無負荷もしくはそれに近い状態では発光
ダイオードの点滅ないしはステツプモータの回転
動作が数分ないしそれ以上の頻度となり、無負荷
であるか微少電流が流れているかを判定するのは
非常に困難である。
例した頻度で発光ダイオードの点滅もしくはステ
ツプモータの回転動作等により動作表示が行われ
る。一方、誘導形電力量計は、回転円板を有して
いるため、この円板を確認することにより負荷の
状態を確認することができるため、例えば無負荷
状態では円板が停止していること、また漏電チエ
ツク等では円板が回転しているか否かにより判定
可能である。しかしながら、前述した動作を行う
電子式電力量計では、定格負荷に近い場合に動作
表示の頻度が高いため、動作状態の確認が簡単で
あるが、無負荷もしくはそれに近い状態では発光
ダイオードの点滅ないしはステツプモータの回転
動作が数分ないしそれ以上の頻度となり、無負荷
であるか微少電流が流れているかを判定するのは
非常に困難である。
そこで、本発明者は、前述した従来の電子式電
力量計の問題点を全て克服すべく種々検討を重ね
た結果、負荷電圧と負荷電流とから電力を検出し
て電力に比例した周波数のパルスを発生する電力
−パルス変換部と、この電力−パルス変換部から
のパルスを計数して電力量として表示するカウン
タとを備えた電子式電力量計において、電力−パ
ルス変換部からのパルスの周期を所定の長さの周
期と比較し、前記電力−パルス変換部からのパル
スの周期の方が長くなつた場合に電力−パルス変
換部に微少なマイナスオフセツト電流を発生させ
るよう構成することにより、負荷電流が０の場合
にパルスの発生を防止して電圧クリープによる誤
計量を確実に防止し得ることを突き止めた。
力量計の問題点を全て克服すべく種々検討を重ね
た結果、負荷電圧と負荷電流とから電力を検出し
て電力に比例した周波数のパルスを発生する電力
−パルス変換部と、この電力−パルス変換部から
のパルスを計数して電力量として表示するカウン
タとを備えた電子式電力量計において、電力−パ
ルス変換部からのパルスの周期を所定の長さの周
期と比較し、前記電力−パルス変換部からのパル
スの周期の方が長くなつた場合に電力−パルス変
換部に微少なマイナスオフセツト電流を発生させ
るよう構成することにより、負荷電流が０の場合
にパルスの発生を防止して電圧クリープによる誤
計量を確実に防止し得ることを突き止めた。
また、このように構成した電力−パルス変換部
に電荷平衡形AC−DCコンバータを備えている場
合、前記AC−DCコンバータの出力側に負荷電流
が０もしくはマイナスとなつた時に達する飽和点
と通常動作域との中間に位置する基準レベルを設
定したレベル判別回路を設けることにより、無負
荷の検出と表示とを簡便に達成することができ、
前記問題点を解消し得ることが判つた。
に電荷平衡形AC−DCコンバータを備えている場
合、前記AC−DCコンバータの出力側に負荷電流
が０もしくはマイナスとなつた時に達する飽和点
と通常動作域との中間に位置する基準レベルを設
定したレベル判別回路を設けることにより、無負
荷の検出と表示とを簡便に達成することができ、
前記問題点を解消し得ることが判つた。
従つて、本発明の目的は、無負荷状態における
電圧クリープの発生による誤計量を確実に防止し
得ると共に、無負荷状態を判別して表示すること
ができ、さらに前記電圧クリープの発生を検出す
るための手段が故障しても電力量の適正な計量を
維持することができる電子式電力量計を提供する
にある。
電圧クリープの発生による誤計量を確実に防止し
得ると共に、無負荷状態を判別して表示すること
ができ、さらに前記電圧クリープの発生を検出す
るための手段が故障しても電力量の適正な計量を
維持することができる電子式電力量計を提供する
にある。
前記の目的を達成するため、本発明において
は、負荷電圧と負荷電流とから電力を検出する電
力検出回路と、この電力に比例した周波数のパル
スを発生する周波数変換回路と、前記パルスを計
数し電力量として表示するカウンタとを備えた電
子式電力量計において、 微分回路を介しての周波数変換回路の出力パル
スによつてクリヤされ、前記クリヤされることに
より発振回路の出力信号を計数し、前記計数を完
了した際所定の出力をするバイナリカウンタと、 前記バイナリカウンタからの出力によりオフセ
ツト信号を前記周波数変換回路の入力側に与える
微少信号発生回路とを備えたことを特徴とする。
は、負荷電圧と負荷電流とから電力を検出する電
力検出回路と、この電力に比例した周波数のパル
スを発生する周波数変換回路と、前記パルスを計
数し電力量として表示するカウンタとを備えた電
子式電力量計において、 微分回路を介しての周波数変換回路の出力パル
スによつてクリヤされ、前記クリヤされることに
より発振回路の出力信号を計数し、前記計数を完
了した際所定の出力をするバイナリカウンタと、 前記バイナリカウンタからの出力によりオフセ
ツト信号を前記周波数変換回路の入力側に与える
微少信号発生回路とを備えたことを特徴とする。
次に、本発明に係る電子式電力量計の実施例に
つき添付図面を参照しながら以下詳細に説明す
る。
つき添付図面を参照しながら以下詳細に説明す
る。
第１図は、本発明に係る電子式電力量計の一実
施例を示すブロツク回路図である。すなわち、第
１図において、参照符号１０は電力−周波数変換
回路を示し、負荷電圧Ｖと負荷電流Ｉとを入力し
て電力を検出し、この電力に比例したパルス列ｆ
を出力するよう構成される。この電力−周波数変
換回路１０から出力されるパルス列ｆは分周回路
１２で分周されカウンタ１４によりカウントされ
て電力量の表示を行うことができる。しかるに、
本発明においては、前記電力−周波数変換回路１
０の出力側に周期比較回路１６を接続配置し、前
記パルス列ｆが所定の周期より大きい場合に微少
信号発生回路１８を動作させて、前記電力−周波
数変換回路１０へ所定の微少信号をパルス列ｆが
小さくなる方向に印加するよう構成する。なお、
周期比較回路１６で設定される周期は、負荷電流
Ｉが０の場合でさらに微少信号を加えない場合
に、電力−周波数変換回路１０が出力するパルス
列ｆの周期より僅かに大きく設定する。また、微
少信号発生回路１８から電力−周波数変換回路１
０に印加されるマイナスの微少信号は、周期比較
回路１６で設定される周期と同じ周期のパルス列
ｆを発生する電力が、電力−周波数変換回路１０
に入力している場合に微少信号を印加したことに
より、パルス列ｆが０となるような値に略等しく
設定される。すなわち、電力−周波数変換回路１
０に大きなマイナス信号を印加すればパルス列ｆ
は発生しなくなるが、この場合のパルス列ｆが０
というのは、パルスが出るか出ないかの臨界状態
をいう。
施例を示すブロツク回路図である。すなわち、第
１図において、参照符号１０は電力−周波数変換
回路を示し、負荷電圧Ｖと負荷電流Ｉとを入力し
て電力を検出し、この電力に比例したパルス列ｆ
を出力するよう構成される。この電力−周波数変
換回路１０から出力されるパルス列ｆは分周回路
１２で分周されカウンタ１４によりカウントされ
て電力量の表示を行うことができる。しかるに、
本発明においては、前記電力−周波数変換回路１
０の出力側に周期比較回路１６を接続配置し、前
記パルス列ｆが所定の周期より大きい場合に微少
信号発生回路１８を動作させて、前記電力−周波
数変換回路１０へ所定の微少信号をパルス列ｆが
小さくなる方向に印加するよう構成する。なお、
周期比較回路１６で設定される周期は、負荷電流
Ｉが０の場合でさらに微少信号を加えない場合
に、電力−周波数変換回路１０が出力するパルス
列ｆの周期より僅かに大きく設定する。また、微
少信号発生回路１８から電力−周波数変換回路１
０に印加されるマイナスの微少信号は、周期比較
回路１６で設定される周期と同じ周期のパルス列
ｆを発生する電力が、電力−周波数変換回路１０
に入力している場合に微少信号を印加したことに
より、パルス列ｆが０となるような値に略等しく
設定される。すなわち、電力−周波数変換回路１
０に大きなマイナス信号を印加すればパルス列ｆ
は発生しなくなるが、この場合のパルス列ｆが０
というのは、パルスが出るか出ないかの臨界状態
をいう。
このように回路構成した本実施例の電子式電力
量計によれば、負荷電流が０の時、電力−周波数
変換回路１０はマイナスオフセツト電流を与えら
れ、パルス列ｆは全く出力されなくなる。この結
果、分周回路１２およびカウンタ１４は機能せ
ず、電圧クリープによる誤計量は確実に防止され
る。
量計によれば、負荷電流が０の時、電力−周波数
変換回路１０はマイナスオフセツト電流を与えら
れ、パルス列ｆは全く出力されなくなる。この結
果、分周回路１２およびカウンタ１４は機能せ
ず、電圧クリープによる誤計量は確実に防止され
る。
第２図は、本発明に係る電子式電力量計の別の
実施例を示すブロツク回路図である。すなわち、
第２図において、参照符号２０は電力検出回路、
２１は周波数変換回路をそれぞれ示す。電力検出
回路は、負荷電圧Ｖと負荷電流Ｉとから電力を検
出し、この電力に比例した電流Ip（または電圧）
を出力するよう構成される。また、周波数変換回
路２１は、電力検出回路２０の出力Ipをこの出力
に比例したパルス列ｆに変換するよう構成され
る。そこで、この周波数変換回路２１で出力され
たパルス列ｆは分周回路２２で分周されカウンタ
（図示せず）によりカウントされて電力量の表示
が行われる。しかるに、本実施例においては、前
記周波数変換回路２１から出力されるパルス列ｆ
を微分回路２４を介してバイナリカウンタ２６の
クリヤ入力端CLに入力される。一方、バイナリ
カウンタ２６のクロツク入力端CKには、発振回
路２８からの信号がNORゲート３０を介して入
力される。この場合、バイナリカウンタ２６の出
力は、出力端Qoより前記NORゲート３０の入力
端とインバータ３２へそれぞれ入力される。従つ
て、インバータ３２の出力が低レベルＬの場合
は、前記電力検出回路２０の出力点P1からダイ
オードD2および抵抗R0を介してライン（−Vref）
にオフセツト電流I0が流れる。この時、周波数変
換回路２１の入力信号はIp−I0となる。これに対
しインバータ３２の出力が高レベルＨの場合は、
インバータ３２からの電流がダイオードD1およ
び抵抗R0を介してライン（−Vref）に流れ込み、
ダイオードD2には逆電圧が印加されるためオフ
セツト電流I0は０となり周波数変換回路２１への
入力信号はIpのみとなる。
実施例を示すブロツク回路図である。すなわち、
第２図において、参照符号２０は電力検出回路、
２１は周波数変換回路をそれぞれ示す。電力検出
回路は、負荷電圧Ｖと負荷電流Ｉとから電力を検
出し、この電力に比例した電流Ip（または電圧）
を出力するよう構成される。また、周波数変換回
路２１は、電力検出回路２０の出力Ipをこの出力
に比例したパルス列ｆに変換するよう構成され
る。そこで、この周波数変換回路２１で出力され
たパルス列ｆは分周回路２２で分周されカウンタ
（図示せず）によりカウントされて電力量の表示
が行われる。しかるに、本実施例においては、前
記周波数変換回路２１から出力されるパルス列ｆ
を微分回路２４を介してバイナリカウンタ２６の
クリヤ入力端CLに入力される。一方、バイナリ
カウンタ２６のクロツク入力端CKには、発振回
路２８からの信号がNORゲート３０を介して入
力される。この場合、バイナリカウンタ２６の出
力は、出力端Qoより前記NORゲート３０の入力
端とインバータ３２へそれぞれ入力される。従つ
て、インバータ３２の出力が低レベルＬの場合
は、前記電力検出回路２０の出力点P1からダイ
オードD2および抵抗R0を介してライン（−Vref）
にオフセツト電流I0が流れる。この時、周波数変
換回路２１の入力信号はIp−I0となる。これに対
しインバータ３２の出力が高レベルＨの場合は、
インバータ３２からの電流がダイオードD1およ
び抵抗R0を介してライン（−Vref）に流れ込み、
ダイオードD2には逆電圧が印加されるためオフ
セツト電流I0は０となり周波数変換回路２１への
入力信号はIpのみとなる。
そこで、前記第２図に示す構成からなる実施例
回路の動作につき、第３図１〜５に示すタイムチ
ヤートを参照しながら説明する。
回路の動作につき、第３図１〜５に示すタイムチ
ヤートを参照しながら説明する。
まず、周波数変換回路２１から所定のパルス列
ｆ〔第３図１参照〕が出力されると、このパルス
列ｆは微分回路２４を介してバイナリカウンタ２
６へ入力されて〔第３図２参照〕、バイナリカウ
ンタ２６をクリヤすると同時にNORゲート３０
を介して入力する発振回路２８の出力信号f2を計
数する〔第３図３，４参照〕。このようにして、
バイナリカウンタ２６において所定のパルス数f2
を計数すると、高レベルＨの出力f4を発生し〔第
３図４参照〕、NORゲート３０を閉じてその状態
を保持すると共に、インバータ３２を介してオフ
セツト電流I0を通流させる〔第３図５参照〕。こ
れにより、周波数変換回路２１へ流入する電流は
Ip−I0となり、出力パルス列ｆの周期がオフセツ
ト電流I0の無い場合より長くなるかもしくは全く
出力されなくなる（図示例では、便宜上パルス列
ｆは変化していない）。
ｆ〔第３図１参照〕が出力されると、このパルス
列ｆは微分回路２４を介してバイナリカウンタ２
６へ入力されて〔第３図２参照〕、バイナリカウ
ンタ２６をクリヤすると同時にNORゲート３０
を介して入力する発振回路２８の出力信号f2を計
数する〔第３図３，４参照〕。このようにして、
バイナリカウンタ２６において所定のパルス数f2
を計数すると、高レベルＨの出力f4を発生し〔第
３図４参照〕、NORゲート３０を閉じてその状態
を保持すると共に、インバータ３２を介してオフ
セツト電流I0を通流させる〔第３図５参照〕。こ
れにより、周波数変換回路２１へ流入する電流は
Ip−I0となり、出力パルス列ｆの周期がオフセツ
ト電流I0の無い場合より長くなるかもしくは全く
出力されなくなる（図示例では、便宜上パルス列
ｆは変化していない）。
一方、パルス列ｆの周期が充分短かい場合は、
バイナリカウンタ２６においてパルスを計数し
〔第３図３参照〕、出力f4が高レベルとならないう
ちに、次のパルスf1によりクリヤされてしまうの
で、出力f4は高レベルとならず、従つてオフセツ
ト電流I0も通流せず、正常の電力量の計量を達成
することができる。
バイナリカウンタ２６においてパルスを計数し
〔第３図３参照〕、出力f4が高レベルとならないう
ちに、次のパルスf1によりクリヤされてしまうの
で、出力f4は高レベルとならず、従つてオフセツ
ト電流I0も通流せず、正常の電力量の計量を達成
することができる。
しかるに、バイナリカウンタ２６における計数
パルス周期〔第３図３のｔ参照〕と、オフセツト
電流I0の関係は次式により設定すれば好適であ
る。
パルス周期〔第３図３のｔ参照〕と、オフセツト
電流I0の関係は次式により設定すれば好適であ
る。
１／ｔ／fo＝−I0／Ipo ……(1)
但し、fo：定格時のパルス列ｆの周波数
Ipo：定格時の周波数変換回路２１への流入電流
この時、電力検出回路２０の出力電流Ipと周波
数変換回路２１の出力パルス列ｆとの関係は、電
流Ipとパルス列ｆが比例するとした場合に第４図
に示すようになる。すなわち、電流Ipが次第に減
少し、これに伴つてパルス列ｆも減少して１／ｆ＝ ｔとなると、オフセツト電流I0が通流する〔第４
図のａ点参照〕。この結果、Ip−I0＝０となり、
周波数変換回路２１の出力は０の臨界状態となる
〔第４図のｂ点参照〕。電流Ipがさらに減少する
と、オフセツト電流I0のために周波数変換回路２
１の入力がマイナスとなり、パルス列ｆは全く発
生しなくなる。また、逆に電流Ipが０から増加す
る場合は、逆の経過をたどり、｜Ip｜＞｜I0｜で
はオフセツト電流I0は発生せず、正常計量を実現
できる。
数変換回路２１の出力パルス列ｆとの関係は、電
流Ipとパルス列ｆが比例するとした場合に第４図
に示すようになる。すなわち、電流Ipが次第に減
少し、これに伴つてパルス列ｆも減少して１／ｆ＝ ｔとなると、オフセツト電流I0が通流する〔第４
図のａ点参照〕。この結果、Ip−I0＝０となり、
周波数変換回路２１の出力は０の臨界状態となる
〔第４図のｂ点参照〕。電流Ipがさらに減少する
と、オフセツト電流I0のために周波数変換回路２
１の入力がマイナスとなり、パルス列ｆは全く発
生しなくなる。また、逆に電流Ipが０から増加す
る場合は、逆の経過をたどり、｜Ip｜＞｜I0｜で
はオフセツト電流I0は発生せず、正常計量を実現
できる。
前記式(1)で算出されるオフセツト電流I0より、
実際のオフセツト電流I0 *が小さい場合は、第５
図に示すようになる。すなわち、電流Ipが減少し
てパルス列ｆの周期がｔより長くなると〔第５図
のａ点参照〕、オフセツト電流I0′が通流するが、
周波数変換回路２１への流入電流はIp−I0′＞０と
なるから、パルス列ｆは周期が長くなるが出力す
る。さらに、電流Ipが減少してIp−I0′＝０となる
と、パルス列ｆは０となる〔第５図のｂ点参照〕。
逆に電流Ipが増加しても同じ経過となる。
実際のオフセツト電流I0 *が小さい場合は、第５
図に示すようになる。すなわち、電流Ipが減少し
てパルス列ｆの周期がｔより長くなると〔第５図
のａ点参照〕、オフセツト電流I0′が通流するが、
周波数変換回路２１への流入電流はIp−I0′＞０と
なるから、パルス列ｆは周期が長くなるが出力す
る。さらに、電流Ipが減少してIp−I0′＝０となる
と、パルス列ｆは０となる〔第５図のｂ点参照〕。
逆に電流Ipが増加しても同じ経過となる。
さらに、前記式(1)で算出されるオフセツト電流
I0より実際のオフセツト電流I0 *が大きい場合は、
第６図に示すようになる。すなわち、電流Ipが減
少してパルス列ｆの周期がｔよりも長くなると
〔第６図のａ点参照〕、オフセツト電流I0″が通流
するが、周波数変換回路２１への流入電流はIp−
I0″＜０となるから、直ちにパルス列ｆは出力し
なくなる〔第６図のｂ点参照〕。さらに、電流Ip
が増加してIp−I0″＝０となると、パルスが出力さ
れるが〔第６図のｃ点参照〕、１パルス出るとオ
フセツト電流I0が遮断され〔第６図のｄ参照〕、
正常計量を行うことができる。従つて、この場
合、電流Ipとパルス列ｆとの関係にヒステリシス
を生じることが理解される。
I0より実際のオフセツト電流I0 *が大きい場合は、
第６図に示すようになる。すなわち、電流Ipが減
少してパルス列ｆの周期がｔよりも長くなると
〔第６図のａ点参照〕、オフセツト電流I0″が通流
するが、周波数変換回路２１への流入電流はIp−
I0″＜０となるから、直ちにパルス列ｆは出力し
なくなる〔第６図のｂ点参照〕。さらに、電流Ip
が増加してIp−I0″＝０となると、パルスが出力さ
れるが〔第６図のｃ点参照〕、１パルス出るとオ
フセツト電流I0が遮断され〔第６図のｄ参照〕、
正常計量を行うことができる。従つて、この場
合、電流Ipとパルス列ｆとの関係にヒステリシス
を生じることが理解される。
前述したところから明らかなように、第４図乃
至第６図に示すいずれの場合にも、電流Ip＝０の
ときは、オフセツト電流I0が通流し、完全な電圧
クリープ防止機能が働くため、オフセツト電流I0
の設定は厳密に行う必要はない。また、オフセツ
ト電流I0の設定は、前記第２図に示す実施例回路
の場合、次式で与えられる。
至第６図に示すいずれの場合にも、電流Ip＝０の
ときは、オフセツト電流I0が通流し、完全な電圧
クリープ防止機能が働くため、オフセツト電流I0
の設定は厳密に行う必要はない。また、オフセツ
ト電流I0の設定は、前記第２図に示す実施例回路
の場合、次式で与えられる。
I0＝Vref−VD／R0 ……(2)
但し、VD：ダイオードD2の順方向電圧
前記式(2)において、電圧VDは温度により変化
するが、実用上は殆んど問題にならないレベルで
ある。しかし、高精度を要する場合は、第７図に
示すように、VrefにVDの変化を打消す補償を付
加すれば好適である。また、抵抗R0も可変抵抗
器で構成すれば高精度のオフセツト電流I0の設定
を行うことができる。
するが、実用上は殆んど問題にならないレベルで
ある。しかし、高精度を要する場合は、第７図に
示すように、VrefにVDの変化を打消す補償を付
加すれば好適である。また、抵抗R0も可変抵抗
器で構成すれば高精度のオフセツト電流I0の設定
を行うことができる。
さらに、第２図に示す実施例回路において、バ
イナリカウンタ２６、発振回路２８、NORゲー
ト３０は、繰り返しトリガが可能なワンシヨツト
マルチバイブレータで置換することもできる。
イナリカウンタ２６、発振回路２８、NORゲー
ト３０は、繰り返しトリガが可能なワンシヨツト
マルチバイブレータで置換することもできる。
第８図は、本発明に係る電子式電力量計の別の
実施例を示すものであり、特に無負荷状態を判別
してその表示を行うよう構成した回路図を示すも
のである。すなわち、第８図において、参照符号
４０は電力検出回路、４２は演算増幅器OPAと
コンデンサＣとからなる積分回路、４４は第１レ
ベル判別回路、４６は一定幅パルス発生回路、４
８は定電流回路、５０はスイツチをそれぞれ示
す。電力検出回路４０は、負荷電圧Ｖと負荷電流
Ｉとから電力を検出し、この電力に比例した電流
Ip（または電圧）を出力するよう構成される。ま
た、前記積分回路４２と第１レベル判別回路４４
と一定幅パルス発生回路４６と定電流回路４８と
スイツチ５０とは、平荷平衡形AC−DCコンバー
タ４１を構成している。この電荷平衡形AC−DC
コンバータ４１においては、電力検出回路４０の
出力電流Ipに応じて積分回路４２の演算増幅器
OPAの出力点P1における電圧波形は変化し、こ
の結果前記AC−DCコンバータ４１の出力点P2に
電力に比例したパルス列を出力するよう構成され
る。
実施例を示すものであり、特に無負荷状態を判別
してその表示を行うよう構成した回路図を示すも
のである。すなわち、第８図において、参照符号
４０は電力検出回路、４２は演算増幅器OPAと
コンデンサＣとからなる積分回路、４４は第１レ
ベル判別回路、４６は一定幅パルス発生回路、４
８は定電流回路、５０はスイツチをそれぞれ示
す。電力検出回路４０は、負荷電圧Ｖと負荷電流
Ｉとから電力を検出し、この電力に比例した電流
Ip（または電圧）を出力するよう構成される。ま
た、前記積分回路４２と第１レベル判別回路４４
と一定幅パルス発生回路４６と定電流回路４８と
スイツチ５０とは、平荷平衡形AC−DCコンバー
タ４１を構成している。この電荷平衡形AC−DC
コンバータ４１においては、電力検出回路４０の
出力電流Ipに応じて積分回路４２の演算増幅器
OPAの出力点P1における電圧波形は変化し、こ
の結果前記AC−DCコンバータ４１の出力点P2に
電力に比例したパルス列を出力するよう構成され
る。
このようにして、前記AC−DCコンバータ４１
によつて得られた出力パルス列は、前記実施例と
同様にして、分周回路５２で分周されカウンタ５
４によりカウントされて電力量の表示が行われ
る。この場合、前記パルス列は、周期比較回路５
６に供給され、この周期比較回路５６でパルス列
の周期を比較して所定のパルス周期ｔよりもパル
ス列の周期が大きくなつた場合、微少電流発生回
路５８を動作させて微少オフセツト電流I0を発生
させ、前記実施例と同様にしてAC−DCコンバー
タ４１からパルス列が全く出力されないように
し、電圧クリープによる誤計量を防止する。な
お、参照符号６０は、前記同期比較回路５６およ
び一定幅パルス発生回路４６へ供給する信号を発
生するための発振回路である。
によつて得られた出力パルス列は、前記実施例と
同様にして、分周回路５２で分周されカウンタ５
４によりカウントされて電力量の表示が行われ
る。この場合、前記パルス列は、周期比較回路５
６に供給され、この周期比較回路５６でパルス列
の周期を比較して所定のパルス周期ｔよりもパル
ス列の周期が大きくなつた場合、微少電流発生回
路５８を動作させて微少オフセツト電流I0を発生
させ、前記実施例と同様にしてAC−DCコンバー
タ４１からパルス列が全く出力されないように
し、電圧クリープによる誤計量を防止する。な
お、参照符号６０は、前記同期比較回路５６およ
び一定幅パルス発生回路４６へ供給する信号を発
生するための発振回路である。
しかるに、本実施例回路においては、前記AC
−DCコンバータ４１を構成する演算増幅器OPA
の出力端に第２レベル判別回路６２を介して無負
荷表示回路６４を接続したことを特徴とする。こ
の場合の回路動作につき、第９図１〜４に示すタ
イムチヤートを参照しながら説明する。
−DCコンバータ４１を構成する演算増幅器OPA
の出力端に第２レベル判別回路６２を介して無負
荷表示回路６４を接続したことを特徴とする。こ
の場合の回路動作につき、第９図１〜４に示すタ
イムチヤートを参照しながら説明する。
まず、AC−DCコンバータ４１に電流Ipの入力
があつて、所定のパルス列出力があつた後〔第９
図１，２，３参照〕、負荷電流Ｉが０すなわち電
流Ipが０となると〔第９図２のａ点参照〕、演算
増幅器OPAの出力は変化せずその電圧値を保持
する〔第９図２のｄ点参照〕。次いで、前記パル
ス列の最後のパルス発生時点から所定時間ｔ経過
すると〔第９図２のｂ点参照〕、周期比較回路５
６からの信号により微少電流発生回路５８におい
てオフセツト電流I0が発生する。このオフセツト
電流I0は、電流Ipと方向が逆であるため、演算増
幅器OPAの出力はオフセツト電流I0により上昇
し、遂には演算増幅器OPAの飽和電圧に達する
〔第９図２のｃ点参照〕。この時、この飽和電圧と
通常時の動作領域〔レベル〕との中間に比較レ
ベル〔レベル〕を設定しておき、この比較レベ
ルと演算増幅器OPAの出力との比較を第２レベ
ル判別回路６２で行う。従つて、第２レベル判別
回路６２は、演算増幅器OPAの出力が比較レベ
ルを超えた際に出力信号を発生し〔第９図４参
照〕、この信号を無負荷表示回路６４へ供給する
ことにより、無負荷状態を適正に表示することが
できる。
があつて、所定のパルス列出力があつた後〔第９
図１，２，３参照〕、負荷電流Ｉが０すなわち電
流Ipが０となると〔第９図２のａ点参照〕、演算
増幅器OPAの出力は変化せずその電圧値を保持
する〔第９図２のｄ点参照〕。次いで、前記パル
ス列の最後のパルス発生時点から所定時間ｔ経過
すると〔第９図２のｂ点参照〕、周期比較回路５
６からの信号により微少電流発生回路５８におい
てオフセツト電流I0が発生する。このオフセツト
電流I0は、電流Ipと方向が逆であるため、演算増
幅器OPAの出力はオフセツト電流I0により上昇
し、遂には演算増幅器OPAの飽和電圧に達する
〔第９図２のｃ点参照〕。この時、この飽和電圧と
通常時の動作領域〔レベル〕との中間に比較レ
ベル〔レベル〕を設定しておき、この比較レベ
ルと演算増幅器OPAの出力との比較を第２レベ
ル判別回路６２で行う。従つて、第２レベル判別
回路６２は、演算増幅器OPAの出力が比較レベ
ルを超えた際に出力信号を発生し〔第９図４参
照〕、この信号を無負荷表示回路６４へ供給する
ことにより、無負荷状態を適正に表示することが
できる。
なお、第８図に示す実施例回路において、周期
比較回路５６および微少信号発生回路５８を設け
ない構成とした場合でも、負荷電流の流れる方向
が逆になつた際には電流Ipの極性が変わり、第９
図に示す特性と同様に演算増幅器OPAの出力電
圧は上昇して飽和してしまうが、負荷電流が０の
時には演算増幅器OPAの出力が変化しない状態
となる〔第９図２のａ，ｂ，ｄ点参照〕。この場
合、演算増幅器OPAの内部オフセツトにより出
力電圧が次第に上昇して比較レベル〔レベル〕
を超えて飽和電圧に達することもあるが、逆に内
部オフセツトにより下降して通常時の動作領域
〔レベル〕に達し、AC−DCコンバータ４１が
パルスを発生し、電圧クリープを生じてしまう惧
れがある。このため、本発明においては、周期比
較回路５６および微少信号発生回路５８を付加し
て、電圧クリープの発生を防止することが極めて
重要である。
比較回路５６および微少信号発生回路５８を設け
ない構成とした場合でも、負荷電流の流れる方向
が逆になつた際には電流Ipの極性が変わり、第９
図に示す特性と同様に演算増幅器OPAの出力電
圧は上昇して飽和してしまうが、負荷電流が０の
時には演算増幅器OPAの出力が変化しない状態
となる〔第９図２のａ，ｂ，ｄ点参照〕。この場
合、演算増幅器OPAの内部オフセツトにより出
力電圧が次第に上昇して比較レベル〔レベル〕
を超えて飽和電圧に達することもあるが、逆に内
部オフセツトにより下降して通常時の動作領域
〔レベル〕に達し、AC−DCコンバータ４１が
パルスを発生し、電圧クリープを生じてしまう惧
れがある。このため、本発明においては、周期比
較回路５６および微少信号発生回路５８を付加し
て、電圧クリープの発生を防止することが極めて
重要である。
また、本実施例回路において、負荷電流が０と
なつてから、演算増幅器OPAの出力電圧が上昇
して無負荷表示回路６４が作動した後に、負荷電
流が流れるとパルス発生までに時間を要し、その
間の実電力はパルスとして出力されない。しか
し、このように切捨てられる電力は僅かであるた
め無視することができる。
なつてから、演算増幅器OPAの出力電圧が上昇
して無負荷表示回路６４が作動した後に、負荷電
流が流れるとパルス発生までに時間を要し、その
間の実電力はパルスとして出力されない。しか
し、このように切捨てられる電力は僅かであるた
め無視することができる。
前述した種々の実施例から明らかなように、本
発明によれば、電力−周波数変換回路の出力周波
数と所定の周期とを比較し、前記出力周波数の周
期が長くなつた際に電力−周波数変換回路に微少
なマイナスオフセツト電流もしくは電圧を発生さ
せることにより、負荷電流が０の場合にも電圧ク
リープの原因となるパルスの発生を防止し、誤計
量を確実に防止することができる。
発明によれば、電力−周波数変換回路の出力周波
数と所定の周期とを比較し、前記出力周波数の周
期が長くなつた際に電力−周波数変換回路に微少
なマイナスオフセツト電流もしくは電圧を発生さ
せることにより、負荷電流が０の場合にも電圧ク
リープの原因となるパルスの発生を防止し、誤計
量を確実に防止することができる。
そして、周期比較回路と微少信号発生回路が電
力−周波数変換回路とカウンタとの間に並列的に
接続されているため、万一周期比較回路と微少信
号発生回路のいずれかが故障した場合でも電圧ク
リープの発生を防止することはできなくなるが、
電力量の計量はそのまま続けることができるので
計量の停止という最悪事態を招くこともない。
力−周波数変換回路とカウンタとの間に並列的に
接続されているため、万一周期比較回路と微少信
号発生回路のいずれかが故障した場合でも電圧ク
リープの発生を防止することはできなくなるが、
電力量の計量はそのまま続けることができるので
計量の停止という最悪事態を招くこともない。
また、電力−周波数変換回路に電荷平衡形AC
−DCコンバータを使用した場合、前記電圧クリ
ープ防止回路を設け、さらに前記AC−DCコンバ
ータを構成する積分回路の出力側に負荷電流が０
あるいは逆方向となつた際に発生する飽和電圧と
通常の動作領域との中間に基準レベルを設定した
レベル判別回路を設けることにより、積分回路の
出力レベルの判別を行つて無負荷の検出と表示と
を簡便に達成することができる。
−DCコンバータを使用した場合、前記電圧クリ
ープ防止回路を設け、さらに前記AC−DCコンバ
ータを構成する積分回路の出力側に負荷電流が０
あるいは逆方向となつた際に発生する飽和電圧と
通常の動作領域との中間に基準レベルを設定した
レベル判別回路を設けることにより、積分回路の
出力レベルの判別を行つて無負荷の検出と表示と
を簡便に達成することができる。
以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
第１図は本発明に係る電子式電力量計の一実施
例を示すブロツク回路図、第２図は本発明に係る
電子式電力量計の別の実施例を示すブロツク回路
図、第３図１〜５は第２図に示す実施例回路の動
作波形図、第４図乃至第６図は第２図に示す実施
例回路の動作特性線図、第７図は第２図に示す実
施例回路の変形例を示す要部回路図、第８図は本
発明に係る電子式電力量計のさらに別の実施例を
示すブロツク回路図、第９図１〜４は第８図に示
す実施例回路の動作波形図である。 １０……電力−周波数変換回路、１２……分周
回路、１４……カウンタ、１６……周期比較回
路、１８……微少信号発生回路、２０……電力検
出回路、２１……周波数変換回路、２２……分周
回路、２４……微分回路、２６……バイナリカウ
ンタ、２８……発振回路、３０……NORゲート、
３２……インバータ、４０……電力検出回路、４
１……電荷平衡形AC−DCコンバータ、４２……
積分回路、４４……第１レベル判別回路、４６…
…一定幅パルス発生回路、４８……定電流回路、
５０……スイツチ、５２……分周回路、５４……
カウンタ、５６……周期比較回路、５８……微少
電流発生回路、６０……発振回路、６２……第２
レベル判別回路、６４……無負荷表示回路。
例を示すブロツク回路図、第２図は本発明に係る
電子式電力量計の別の実施例を示すブロツク回路
図、第３図１〜５は第２図に示す実施例回路の動
作波形図、第４図乃至第６図は第２図に示す実施
例回路の動作特性線図、第７図は第２図に示す実
施例回路の変形例を示す要部回路図、第８図は本
発明に係る電子式電力量計のさらに別の実施例を
示すブロツク回路図、第９図１〜４は第８図に示
す実施例回路の動作波形図である。 １０……電力−周波数変換回路、１２……分周
回路、１４……カウンタ、１６……周期比較回
路、１８……微少信号発生回路、２０……電力検
出回路、２１……周波数変換回路、２２……分周
回路、２４……微分回路、２６……バイナリカウ
ンタ、２８……発振回路、３０……NORゲート、
３２……インバータ、４０……電力検出回路、４
１……電荷平衡形AC−DCコンバータ、４２……
積分回路、４４……第１レベル判別回路、４６…
…一定幅パルス発生回路、４８……定電流回路、
５０……スイツチ、５２……分周回路、５４……
カウンタ、５６……周期比較回路、５８……微少
電流発生回路、６０……発振回路、６２……第２
レベル判別回路、６４……無負荷表示回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 負荷電圧と負荷電流とから電力を検出する電
力検出回路と、この電力に比例した周波数のパル
スを発生する周波数変換回路と、前記パルスを計
数し電力量として表示するカウンタとを備えた電
子式電力量計において、 微分回路を介しての周波数変換回路の出力パル
スによつてクリヤされ、前記クリヤされることに
より発振回路の出力信号を計数し、前記計数を完
了した際所定の出力をするバイナリカウンタと、 前記バイナリカウンタからの出力によりオフセ
ツト信号を前記周波数変換回路の入力側に与える
微少信号発生回路とを備えたことを特徴とする電
子式電力量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58000402A JPS59126262A (ja) | 1983-01-07 | 1983-01-07 | 電子式電力量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58000402A JPS59126262A (ja) | 1983-01-07 | 1983-01-07 | 電子式電力量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59126262A JPS59126262A (ja) | 1984-07-20 |
| JPS6359111B2 true JPS6359111B2 (ja) | 1988-11-17 |
Family
ID=11472802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58000402A Granted JPS59126262A (ja) | 1983-01-07 | 1983-01-07 | 電子式電力量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59126262A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0477509U (ja) * | 1990-11-20 | 1992-07-07 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0479269U (ja) * | 1990-11-26 | 1992-07-10 | ||
| CN105954555A (zh) * | 2016-07-21 | 2016-09-21 | 广东电网有限责任公司江门供电局 | 一种断零线窃电的检测方法及装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5410777A (en) * | 1977-06-27 | 1979-01-26 | Toshiba Corp | Electronic wattmeter |
-
1983
- 1983-01-07 JP JP58000402A patent/JPS59126262A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0477509U (ja) * | 1990-11-20 | 1992-07-07 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59126262A (ja) | 1984-07-20 |
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