JPS636178B2 - - Google Patents
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- JPS636178B2 JPS636178B2 JP10172981A JP10172981A JPS636178B2 JP S636178 B2 JPS636178 B2 JP S636178B2 JP 10172981 A JP10172981 A JP 10172981A JP 10172981 A JP10172981 A JP 10172981A JP S636178 B2 JPS636178 B2 JP S636178B2
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- operational amplifier
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/63—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for separation improvements or adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、クロストーク成分を減少させて、
分離度を向上させた、ステレオ復調回路に係わ
り、特にコンポジツト信号に設定された直流成分
を持ち、サブキヤリア周波数に同期した矩形波信
号を乗算して、復調動作を行なうようにしたステ
レオ復調回路に関する。
分離度を向上させた、ステレオ復調回路に係わ
り、特にコンポジツト信号に設定された直流成分
を持ち、サブキヤリア周波数に同期した矩形波信
号を乗算して、復調動作を行なうようにしたステ
レオ復調回路に関する。
従来、SC方式のMPX復調回路においては、コ
ンポジツト信号を38KHzのサブキヤリアでスイツ
チングしこれにより同期復調を行なうように構成
されていた。
ンポジツト信号を38KHzのサブキヤリアでスイツ
チングしこれにより同期復調を行なうように構成
されていた。
この場合コンポジツト信号Ei（パイロツト信号
を除く）を、 Ei＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sinωct （ωc；サブキヤリア周波数） として表すとともに、スイツチング信号ｓ（ｔ）
として使用される方形波を、 ｓ（ｔ）＝１／２±（２／π）sinωct ±（２／3π）sin3ωct±… として表すと、これらの乗算結果Ei・ｓ（ｔ）に
含まれるオーデイオ成分は、例えばLo成分にお
いては、 Lo＝（１／２＋１／π）Ｌ＋（１／２＋１／π）
Ｒ となり、（１／２−１／π）Ｒなるクロストーク
成分が生ずる。この結果、原理上の最大分離度は
13dBに過ぎないという問題があつた。
を除く）を、 Ei＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sinωct （ωc；サブキヤリア周波数） として表すとともに、スイツチング信号ｓ（ｔ）
として使用される方形波を、 ｓ（ｔ）＝１／２±（２／π）sinωct ±（２／3π）sin3ωct±… として表すと、これらの乗算結果Ei・ｓ（ｔ）に
含まれるオーデイオ成分は、例えばLo成分にお
いては、 Lo＝（１／２＋１／π）Ｌ＋（１／２＋１／π）
Ｒ となり、（１／２−１／π）Ｒなるクロストーク
成分が生ずる。この結果、原理上の最大分離度は
13dBに過ぎないという問題があつた。
この発明は、上記の問題を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、この種の
ステレオ復調回路におけるクロストーク成分を減
少させ、分離度を向上させることにある。
れたもので、その目的とするところは、この種の
ステレオ復調回路におけるクロストーク成分を減
少させ、分離度を向上させることにある。
この発明は、上記の目的を達成するために、コ
ンポジツト信号に対して、フーリエ級数展開した
ときの０次項、１次項がそれぞれ（Ａ＋
2Asinωct）、（Ａ−2Asinωct）となるような矩形
波信号を乗算する第１、第２の乗算回路を設け、
これら第１及び第２の乗算回路の出力側から左右
の復調出力を取り出すようにしたことを特徴とす
るものである。
ンポジツト信号に対して、フーリエ級数展開した
ときの０次項、１次項がそれぞれ（Ａ＋
2Asinωct）、（Ａ−2Asinωct）となるような矩形
波信号を乗算する第１、第２の乗算回路を設け、
これら第１及び第２の乗算回路の出力側から左右
の復調出力を取り出すようにしたことを特徴とす
るものである。
以下に、この発明を、幾つかの実施例に従つて
詳細に説明する。
詳細に説明する。
まず、この発明に係わるステレオ復調原理を説
明する。この発明に係わるステレオ復調原理は、
第１図に示す如く、入力端子INに供給されるコ
ンポジツト信号Eiに、Ｌ系統のコンポジツト信号
については（１＋2sinωct）なる周波数成分を有
する乗数信号を乗算して出力端子Ｌに導出し、他
方Ｒ系統のコンポジツト信号については（１−
2sinωct）なる周波数成分を有する乗数信号を乗
算して、出力端子Ｒに導出させるように構成した
ものである。なお、ここでωcはサブキヤリアの
周波数である38KHzを示す。
明する。この発明に係わるステレオ復調原理は、
第１図に示す如く、入力端子INに供給されるコ
ンポジツト信号Eiに、Ｌ系統のコンポジツト信号
については（１＋2sinωct）なる周波数成分を有
する乗数信号を乗算して出力端子Ｌに導出し、他
方Ｒ系統のコンポジツト信号については（１−
2sinωct）なる周波数成分を有する乗数信号を乗
算して、出力端子Ｒに導出させるように構成した
ものである。なお、ここでωcはサブキヤリアの
周波数である38KHzを示す。
ここで、出力端子Ｌに導出される復調信号を
fL（ｔ）とすれば、 fL（ｔ）＝Ei（１＋2sinωct）となる。
fL（ｔ）とすれば、 fL（ｔ）＝Ei（１＋2sinωct）となる。
また、コンポジツト信号Eiの値は、
Ei＝Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct
として表される。
従つて、前述のfL（ｔ）は、
fL（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝×（１＋2si
nωct） ＝Ｌ（２＋3sinωct−cos2ωct）＋Ｒ（sinωct＋cos
2ωct） となり、これよりオーデイオ成分をLPFを用い
て取り出せば、 fL（ｔ）＝2Lとなり右側系統からのクロストー
クが完全に除去されることが証明される。
nωct） ＝Ｌ（２＋3sinωct−cos2ωct）＋Ｒ（sinωct＋cos
2ωct） となり、これよりオーデイオ成分をLPFを用い
て取り出せば、 fL（ｔ）＝2Lとなり右側系統からのクロストー
クが完全に除去されることが証明される。
同様にして、コンポジツト信号Eiに対して、
（１−2sinωct）を乗算すれば、 fR（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝×（１−2si
nωct） ＝Ｌ（cos2ωct−sinωct）＋Ｒ（２−3sinωct−cos
2ωct） となり、これよりオーデイオ信号をLPFを用い
て取り出せば、 fR（ｔ）＝2Rとなり、左側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
（１−2sinωct）を乗算すれば、 fR（ｔ）＝｛Ｌ＋Ｒ＋（Ｌ−Ｒ）sinωct｝×（１−2si
nωct） ＝Ｌ（cos2ωct−sinωct）＋Ｒ（２−3sinωct−cos
2ωct） となり、これよりオーデイオ信号をLPFを用い
て取り出せば、 fR（ｔ）＝2Rとなり、左側系統からのクロスト
ーク成分が完全に除去されることが証明される。
次に、以上述べた各乗数信号（１＋2sinωct）、
（１−2sinωct）を、コンポジツト信号Eiに対して
乗算する具体的な方法を説明する。
（１−2sinωct）を、コンポジツト信号Eiに対して
乗算する具体的な方法を説明する。
第２図ａに示す如く、プラス側レベルK2、マ
イナス側レベルK1なる矩形波を、フーリエ級数
で表すと、良く知られたように、 として表される。ここで、ｆ（ｔ）が１＋2sinωct
の成分を有するためには、 （２／π）（K1＋K2）＝−K1＋K2 となり、従つて、 K1／K2＝（π−２）／（π＋２）＝0.222 となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１＋2sinωct
＋（２／３）sin3ωct＋…｝…(1) となる。
イナス側レベルK1なる矩形波を、フーリエ級数
で表すと、良く知られたように、 として表される。ここで、ｆ（ｔ）が１＋2sinωct
の成分を有するためには、 （２／π）（K1＋K2）＝−K1＋K2 となり、従つて、 K1／K2＝（π−２）／（π＋２）＝0.222 となる。そして、この場合、 ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１＋2sinωct
＋（２／３）sin3ωct＋…｝…(1) となる。
同様にして、第２図ｂに示す如く、上記波形と
半周期ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１−2sinωct
−（２／３）sin3ωct…｝…(2) 従つて、乗算回路に対して、乗数信号として第
２図ａ，ｂのごとき矩形波を乗算し、乗算結果か
らオーデイオ成分を取り出せば、前述の復調原理
で説明したように、Ei（１＋2sinωct）、Ei（１−
2sinωct）なる復調出力を得ることができるので
ある。
半周期ずれた波形のフーリエ級数は、 Ｆ（ｔ）＝２・｛K2／（π＋２）｝・｛１−2sinωct
−（２／３）sin3ωct…｝…(2) 従つて、乗算回路に対して、乗数信号として第
２図ａ，ｂのごとき矩形波を乗算し、乗算結果か
らオーデイオ成分を取り出せば、前述の復調原理
で説明したように、Ei（１＋2sinωct）、Ei（１−
2sinωct）なる復調出力を得ることができるので
ある。
次に、この発明に係わるFM復調回路の具体的
な一例（以下これを第１実施例という）を、第３
図及び第４図に従つて説明する。
な一例（以下これを第１実施例という）を、第３
図及び第４図に従つて説明する。
前述の如く、コンポジツト信号Eiに対して（１
＋2sinωct）または（１−2sinωct）を乗算するた
めには、第２図に示す各矩形波のK1、K2の関係
が、 K1／K2＝（π−２）／（π＋２） なる関係がなければならない。そこで、K2＝0.5
と置くと、K1＝0.111となり、このような矩形波
を乗数信号とする乗算回路を求めれば良いことに
なる。
＋2sinωct）または（１−2sinωct）を乗算するた
めには、第２図に示す各矩形波のK1、K2の関係
が、 K1／K2＝（π−２）／（π＋２） なる関係がなければならない。そこで、K2＝0.5
と置くと、K1＝0.111となり、このような矩形波
を乗数信号とする乗算回路を求めれば良いことに
なる。
第３図は、このような乗算回路の一例を示すも
のである。なお、同図中（ ）で囲まれた符号
は、当該抵抗の抵抗値を示す。
のである。なお、同図中（ ）で囲まれた符号
は、当該抵抗の抵抗値を示す。
第３図において、演算増幅器OP１の利得は、
アナログスイツチＳ１がオンで、かつＳ２がオフ
の状態及びアナログスイツチＳ１がオフで、かつ
アナログスイツチＳ２がオンの状態にそれぞれ対
応して２段に切替可能に構成されている。そし
て、これらのアナログスイツチＳ１，Ｓ２には、
互いに180度の位相差を有する38KHzのクロツク
φ1、１が供給されている。
アナログスイツチＳ１がオンで、かつＳ２がオフ
の状態及びアナログスイツチＳ１がオフで、かつ
アナログスイツチＳ２がオンの状態にそれぞれ対
応して２段に切替可能に構成されている。そし
て、これらのアナログスイツチＳ１，Ｓ２には、
互いに180度の位相差を有する38KHzのクロツク
φ1、１が供給されている。
従つて、クロツクφ1＝“１”の時の、演算増幅
器OP１の出力信号をEoとすると、 Ei／２＝（Ei×1.222R＋Eo×Ｒ）／（1.222R＋
Ｒ） となり、上記の式から、 Eo＝−0.111Eiとなる。またクロツクφ1＝“０”
の時には、演算増幅器OP１は単なるバツフアと
して動作し、 Eo＝Ei／２となる。
器OP１の出力信号をEoとすると、 Ei／２＝（Ei×1.222R＋Eo×Ｒ）／（1.222R＋
Ｒ） となり、上記の式から、 Eo＝−0.111Eiとなる。またクロツクφ1＝“０”
の時には、演算増幅器OP１は単なるバツフアと
して動作し、 Eo＝Ei／２となる。
従つて、演算増幅器OP１の出力信号Eoは、
Eo＝｛Ei／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（２／３
）sin3ωct＋……｝ となり、この結果演算増幅器OP１は、（１＋
2sinωct）なる周波数成分をEiに対して乗算する
乗算回路として動作することとなる。
）sin3ωct＋……｝ となり、この結果演算増幅器OP１は、（１＋
2sinωct）なる周波数成分をEiに対して乗算する
乗算回路として動作することとなる。
次に、第４図は、第３図に示した乗算回路を２
個用いて構成されたステレオ復調回路である。同
図において、入力信号Eiは乗算回路を構成する２
個の演算増幅器OP１，OP２へと並列に供給さ
れ、これらの演算増幅器の各出力が、それぞれ出
力端子Ｌ及びＲへと導出される。一方、これらの
演算増幅器OP１，OP２の各アナログスイツチＳ
１，Ｓ２及びＳ３，Ｓ４へ供給される信号は、反
転ゲートNOTを介して180度の位相差を有するよ
うに構成されている。
個用いて構成されたステレオ復調回路である。同
図において、入力信号Eiは乗算回路を構成する２
個の演算増幅器OP１，OP２へと並列に供給さ
れ、これらの演算増幅器の各出力が、それぞれ出
力端子Ｌ及びＲへと導出される。一方、これらの
演算増幅器OP１，OP２の各アナログスイツチＳ
１，Ｓ２及びＳ３，Ｓ４へ供給される信号は、反
転ゲートNOTを介して180度の位相差を有するよ
うに構成されている。
この結果、出力端子Ｌに導出される信号の値
は、 ｛Ei／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（２／３）si
n3ωct＋…｝ となり、また出離力端子Ｒへ導出される信号は、 ｛Ei／（π＋２）｝×｛１−2sinωct−（２／３）si
n3ωct−……｝ となる。従つて、これら出力端子Ｌ及びＲへ導出
される信号を、所定のLPFに通過させれば、
sin3ωct以上の高次の項については簡単に除去す
ることができ、これにより左右の各復調出力に含
まれるクロストーク成分は著しく減少することに
なる。
は、 ｛Ei／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（２／３）si
n3ωct＋…｝ となり、また出離力端子Ｒへ導出される信号は、 ｛Ei／（π＋２）｝×｛１−2sinωct−（２／３）si
n3ωct−……｝ となる。従つて、これら出力端子Ｌ及びＲへ導出
される信号を、所定のLPFに通過させれば、
sin3ωct以上の高次の項については簡単に除去す
ることができ、これにより左右の各復調出力に含
まれるクロストーク成分は著しく減少することに
なる。
次に、第５図及び第６図は、この発明のステレ
オ復調回路の他の実施例（以下これを第２実施例
という）を示す電気回路図である。
オ復調回路の他の実施例（以下これを第２実施例
という）を示す電気回路図である。
この実施例においては、前記第２図に示す矩形
波において、K2＝１、K1＝0.222としている。第
５図において、演算増幅器OP３の利得は、アナ
ログスイツチＳ５がオンでかつアナログスイツチ
Ｓ６がオフの状態においては、−1.222となるよう
に設定されており、またアナログスイツチＳ５が
オフでかつアナログスイツチＳ６がオンの状態に
おいては、０となるように設定されている。一
方、演算増幅器OP４は、入力信号Eiと演算増幅
器OP３の出力とを加算する加算回路として動作
するように設定されている。なお、演算増幅器
OP４は、反転増幅器として構成されている。
波において、K2＝１、K1＝0.222としている。第
５図において、演算増幅器OP３の利得は、アナ
ログスイツチＳ５がオンでかつアナログスイツチ
Ｓ６がオフの状態においては、−1.222となるよう
に設定されており、またアナログスイツチＳ５が
オフでかつアナログスイツチＳ６がオンの状態に
おいては、０となるように設定されている。一
方、演算増幅器OP４は、入力信号Eiと演算増幅
器OP３の出力とを加算する加算回路として動作
するように設定されている。なお、演算増幅器
OP４は、反転増幅器として構成されている。
従つて、アナログスイツチＳ５がオンで、かつ
アナログスイツチＳ６がオフの状態においては、
演算増幅器OP４の出力Eoは、 Eo＝−（−1.222Ei＋Ei）＝0.222Ei となるのに対して、アナログスイツチＳ５がオフ
で、かつアナログスイツチＳ６がオンの状態にお
いては、演算増幅器OP４の出力Eoは、 Eo＝−（Ｏ＋Ei）＝−Ei となる。
アナログスイツチＳ６がオフの状態においては、
演算増幅器OP４の出力Eoは、 Eo＝−（−1.222Ei＋Ei）＝0.222Ei となるのに対して、アナログスイツチＳ５がオフ
で、かつアナログスイツチＳ６がオンの状態にお
いては、演算増幅器OP４の出力Eoは、 Eo＝−（Ｏ＋Ei）＝−Ei となる。
従つて、演算増幅器OP３，OP４は全体として
ｆ（ｔ）＝｛２／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（
２／３）sin3ωct＋……｝ なる乗数信号を有する、乗算回路として動作する
こととなる。
２／３）sin3ωct＋……｝ なる乗数信号を有する、乗算回路として動作する
こととなる。
次に、第６図は、第５図に示した乗算回路を２
個用いたステレオ復調回路の例を示すものであ
る。同図において、演算増幅器OP３の出力側に
は前述の如く、38KHzのクロツクφに同期して
０、−1.222Eiが交互に出力される。
個用いたステレオ復調回路の例を示すものであ
る。同図において、演算増幅器OP３の出力側に
は前述の如く、38KHzのクロツクφに同期して
０、−1.222Eiが交互に出力される。
そして、この演算増幅器OP３の出力は、演算
増幅器OP４において、Eiと加算され、演算増幅
器OP４の出力側には、−Ei、0.222Eiが交互に出
力される。
増幅器OP４において、Eiと加算され、演算増幅
器OP４の出力側には、−Ei、0.222Eiが交互に出
力される。
これに対して、演算増幅器OP６の出力側には、
クロツクφと180度の位相差を有するクロツク
に同期して、同様に０、−1.222Eiが交互に出力さ
れる。そして、この演算増幅器OP５の出力は、
演算増幅器OP６においてEiと加算され、演算増
幅器OP６の出力側には、−Eiと0.222Eiが交互に
出力される。
クロツクφと180度の位相差を有するクロツク
に同期して、同様に０、−1.222Eiが交互に出力さ
れる。そして、この演算増幅器OP５の出力は、
演算増幅器OP６においてEiと加算され、演算増
幅器OP６の出力側には、−Eiと0.222Eiが交互に
出力される。
この結果、前述の復調原理において説明したよ
うに、左右の各復調出力に含まれるクロストーク
成分が完全に除去されることになる。
うに、左右の各復調出力に含まれるクロストーク
成分が完全に除去されることになる。
次に、第７図及び第８図は、この発明に係るス
テレオ復調回路の他の実施例（以下、これを第３
実施例と言う）を示す電気回路図である。第７図
において、演算増幅器OP７の利得は１に設定さ
れており、演算増幅器OP８の利得は−0.222Eiに
設定されている。
テレオ復調回路の他の実施例（以下、これを第３
実施例と言う）を示す電気回路図である。第７図
において、演算増幅器OP７の利得は１に設定さ
れており、演算増幅器OP８の利得は−0.222Eiに
設定されている。
これらの演算増幅器OP７，OP８の出力は加算
回路を構成する演算増幅器OP９へと並列に供給
されている。また、各演算増幅器OP７，OP８か
ら演算増幅器OP９へ至る信号ラインは、トラン
ジスタTR１あるいはトランジスタTR２を介し
て遮断可能に構成されている。
回路を構成する演算増幅器OP９へと並列に供給
されている。また、各演算増幅器OP７，OP８か
ら演算増幅器OP９へ至る信号ラインは、トラン
ジスタTR１あるいはトランジスタTR２を介し
て遮断可能に構成されている。
従つて、トランジスタTR１がオンで、かつ
TR２がオフの状態においては、出力信号Eoの値
は0.222Eiになるのに対して、トランジスタTR１
がオフでTR２がオンの状態においては、出力信
号Eoの値は−Eiになる。この結果、トランジス
タTR１、TR２の各ベースに、互いに180度の位
相差を有するクロツクφ、を供給してやれば、
演算増幅器OP７，OP８及びOP９は全体として、 ｆ（ｔ）＝｛２／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（
２／３）×sin3ωct＋……｝ なる乗数信号を有する乗算回路として動作するこ
ととなる。
TR２がオフの状態においては、出力信号Eoの値
は0.222Eiになるのに対して、トランジスタTR１
がオフでTR２がオンの状態においては、出力信
号Eoの値は−Eiになる。この結果、トランジス
タTR１、TR２の各ベースに、互いに180度の位
相差を有するクロツクφ、を供給してやれば、
演算増幅器OP７，OP８及びOP９は全体として、 ｆ（ｔ）＝｛２／（π＋２）｝×｛１＋2sinωct＋（
２／３）×sin3ωct＋……｝ なる乗数信号を有する乗算回路として動作するこ
ととなる。
次に第８図は、前記第７図に示した乗算回路を
利用したステレオ復調回路の例を示すものであ
る。前述の如く、演算増幅器OP７の利得は１に
設定されており、また演算増幅器OP８の利得は
−0.222に設定されている。そしてこれらの演算
増幅器の各出力は、それぞれ加算回路を構成する
演算増幅器OP９，OP１０へと並列に供給されて
いる。
利用したステレオ復調回路の例を示すものであ
る。前述の如く、演算増幅器OP７の利得は１に
設定されており、また演算増幅器OP８の利得は
−0.222に設定されている。そしてこれらの演算
増幅器の各出力は、それぞれ加算回路を構成する
演算増幅器OP９，OP１０へと並列に供給されて
いる。
また、演算増幅器OP７から各加算回路用の演
算増幅器OP９，OP１０へ通ずる信号ラインに
は、トランジスタTR１，TR３が設けられてお
り、他方演算増幅器OP８から各加算回路を構成
する演算増幅器OP９，OP１０へ通ずる信号ライ
ンには、トランジスタTR２，TR４がそれぞれ
設けられている。そして、トランジスタTR１，
TR４のベースには38KHzのクロツクφが供給さ
れており、他方トランジスタTR２，TR３のベ
ースには、前記クロツクφと180度の位相差を有
するクロツクが供給されている。
算増幅器OP９，OP１０へ通ずる信号ラインに
は、トランジスタTR１，TR３が設けられてお
り、他方演算増幅器OP８から各加算回路を構成
する演算増幅器OP９，OP１０へ通ずる信号ライ
ンには、トランジスタTR２，TR４がそれぞれ
設けられている。そして、トランジスタTR１，
TR４のベースには38KHzのクロツクφが供給さ
れており、他方トランジスタTR２，TR３のベ
ースには、前記クロツクφと180度の位相差を有
するクロツクが供給されている。
従つて、演算増幅器OP９の出力側には、クロ
ツクφに同期して、−Eiと0.222Eiとが交互に出力
されるのに対して、演算増幅器OP１０の出力側
にはクロツクに同期して、0.222Eiと−Eiとが
交互に出力されることとなり、前述の復調原理に
おいて説明したように、各左右の復調出力中に含
まれるクロストーク成分は、著しく減少すること
となる。
ツクφに同期して、−Eiと0.222Eiとが交互に出力
されるのに対して、演算増幅器OP１０の出力側
にはクロツクに同期して、0.222Eiと−Eiとが
交互に出力されることとなり、前述の復調原理に
おいて説明したように、各左右の復調出力中に含
まれるクロストーク成分は、著しく減少すること
となる。
以上の説明で明らかなように、この発明に係る
ステレオ復調回路は、コンポジツト信号に対し
て、フーリエ級数展開したときの０次項、１次項
がそれぞれ（Ａ＋2Asinωct）、（Ａ−2Asinωct）
となるような矩形波信号を乗算する第１、第２の
乗算回路を設け、これら第１及び第２の乗算回路
の出力側から左右の復調出力を取り出すようにし
たものであるから、各左右の復調出力に含まれる
クロストーク成分は大幅に減少し、これによりス
テレオ分離度を格段に向上させることができる。
ステレオ復調回路は、コンポジツト信号に対し
て、フーリエ級数展開したときの０次項、１次項
がそれぞれ（Ａ＋2Asinωct）、（Ａ−2Asinωct）
となるような矩形波信号を乗算する第１、第２の
乗算回路を設け、これら第１及び第２の乗算回路
の出力側から左右の復調出力を取り出すようにし
たものであるから、各左右の復調出力に含まれる
クロストーク成分は大幅に減少し、これによりス
テレオ分離度を格段に向上させることができる。
第１図は、この発明の復調原理を説明するため
のブロツク図、第２図は、左右の乗数信号波形を
示す波形図、第３図は、この発明の第１実施例に
使用される乗算回路を示す電気回路図、第４図は
この発明の第１実施例であるステレオ復調回路の
電気回路図、第５図は、この発明の第２実施例に
使用される乗算回路の構成を示す電気回路図、第
６図は、この発明の第２実施例であるステレオ復
調回路の電気回路図、第７図は、この発明の第３
実施例に示される乗算回路の構成を示す電気回路
図、第８図は、この発明の第３実施例であるステ
レオ復調回路の構成を示す電気回路図である。 Ei……コンポジツト信号、OP１〜OP１０……
演算増幅器、Ｓ１〜Ｓ８……アナログスイツチ、
TR１〜TR４……トランジスタ。
のブロツク図、第２図は、左右の乗数信号波形を
示す波形図、第３図は、この発明の第１実施例に
使用される乗算回路を示す電気回路図、第４図は
この発明の第１実施例であるステレオ復調回路の
電気回路図、第５図は、この発明の第２実施例に
使用される乗算回路の構成を示す電気回路図、第
６図は、この発明の第２実施例であるステレオ復
調回路の電気回路図、第７図は、この発明の第３
実施例に示される乗算回路の構成を示す電気回路
図、第８図は、この発明の第３実施例であるステ
レオ復調回路の構成を示す電気回路図である。 Ei……コンポジツト信号、OP１〜OP１０……
演算増幅器、Ｓ１〜Ｓ８……アナログスイツチ、
TR１〜TR４……トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくともステレオ用の主チヤンネル信号と
ステレオ用の副チヤンネル信号とを含むコンポジ
ツト信号が供給される入力端子と、 前記入力端子に供給されるコンポジツト信号に
対して、フーリエ級数展開したときの０次項、１
次項が（Ａ＋2Asinωct）となるような矩形波信
号を乗算する第１の乗算回路と、 前記入力端子に供給されるコンポジツト信号に
対して、フーリエ級数展開したときの０次項、１
次項が（Ａ−2Asinωct）となるような矩形波信
号を乗算する第２の乗算回路と、 を備え、前記第１及び第２の乗算回路の出力側か
ら左右の復調出力を取り出すようにしたことを特
徴とするステレオ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10172981A JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10172981A JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS583434A JPS583434A (ja) | 1983-01-10 |
| JPS636178B2 true JPS636178B2 (ja) | 1988-02-08 |
Family
ID=14308361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10172981A Granted JPS583434A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS583434A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4326811A1 (de) * | 1993-08-10 | 1995-02-16 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines Stereosignals |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP10172981A patent/JPS583434A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS583434A (ja) | 1983-01-10 |
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