JPS6362038B2 - - Google Patents
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- JPS6362038B2 JPS6362038B2 JP55117404A JP11740480A JPS6362038B2 JP S6362038 B2 JPS6362038 B2 JP S6362038B2 JP 55117404 A JP55117404 A JP 55117404A JP 11740480 A JP11740480 A JP 11740480A JP S6362038 B2 JPS6362038 B2 JP S6362038B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- voltage
- signal
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、圧力、流量、張力等の各種プロセス
量に応じた変位を、電気的な出力信号へ変換する
変位変換器に関するものである。
量に応じた変位を、電気的な出力信号へ変換する
変位変換器に関するものである。
かかる変位変換器は、各種プロセス量を出力信
号へ変換のうえ、遠隔の受信部へ伝送する場合等
に用いられているが、差圧式流量計等において
は、被測定量Ｑとこれによつて得られる変位Ｐと
の間に、Q2＝Ｐの関係があり、変位Ｐを電気信
号へ変換の後、更に開平器を用いて、被測定量と
出力信号との関係を直線的なものとすることが必
要とされていた。
号へ変換のうえ、遠隔の受信部へ伝送する場合等
に用いられているが、差圧式流量計等において
は、被測定量Ｑとこれによつて得られる変位Ｐと
の間に、Q2＝Ｐの関係があり、変位Ｐを電気信
号へ変換の後、更に開平器を用いて、被測定量と
出力信号との関係を直線的なものとすることが必
要とされていた。
このため、旧来は変位変換器のほかに開平器を
要し、機器の実装スペースが増大すると共に、全
装置の構成が複雑化する等の欠点を生じており、
この対策として近来は、変位変換器自体に開平演
算機能を付加した開平形変位変換器が提案される
に至つている。
要し、機器の実装スペースが増大すると共に、全
装置の構成が複雑化する等の欠点を生じており、
この対策として近来は、変位変換器自体に開平演
算機能を付加した開平形変位変換器が提案される
に至つている。
第１図は、本出願人の別途出願による「変位変
換器」（特願昭51−9096号）により開示された開
平形変位変換器の回路図であり、詳細は同出願に
より明らかであるが、その概要はつぎのとおりと
なつている。
換器」（特願昭51−9096号）により開示された開
平形変位変換器の回路図であり、詳細は同出願に
より明らかであるが、その概要はつぎのとおりと
なつている。
すなわち、検出すべき変位に応じて差動的に可
変する１対の可変静電容量C1，C2に対し、励振
電源Ｇにより高周波の励振信号を印加のうえ、可
変静電容量C1，C2に通ずる信号電流を検波回路
DETにより検波すると共に、可変静電容量C1，
C2の差に応じた電圧E1と、同静電容量C1，C2の
和に応じた電圧E2とを得ており、電圧E1を比較
器CPの非反転入力へ与えると同時に、積分回路
およびこれに対する充放電を行なうスイツチング
回路を用いた乗算器ML1，ML2を介し、電圧E2
を比較器CPの反転入力へ与えている。
変する１対の可変静電容量C1，C2に対し、励振
電源Ｇにより高周波の励振信号を印加のうえ、可
変静電容量C1，C2に通ずる信号電流を検波回路
DETにより検波すると共に、可変静電容量C1，
C2の差に応じた電圧E1と、同静電容量C1，C2の
和に応じた電圧E2とを得ており、電圧E1を比較
器CPの非反転入力へ与えると同時に、積分回路
およびこれに対する充放電を行なうスイツチング
回路を用いた乗算器ML1，ML2を介し、電圧E2
を比較器CPの反転入力へ与えている。
また、乗算器ML1，ML2のスイツチング回路
は、比較器CPの出力変化に応じて動作し、積分
回路に対する充放電を反復すると共に、乗算器
ML2における積分回路の積分電圧に応じて比較
器CPの出力が変化するため、乗算器ML1，ML2
におけるスイツチング回路の充電と放電とを行な
うデユーテイ比をＤとすれば、比較器CPの反転
入力へ与えられる電圧はE2・D2となり、更に、
比較器CPの両入力電圧が等しくなる関係から、
E1＝E2・D2が成立し、この関係に基づき、比較
器CPの出力変化におけるデユーテイ比がＤ＝√
E1／E2となり、これによつて開平演算が行なわ
れるものとなつている。
は、比較器CPの出力変化に応じて動作し、積分
回路に対する充放電を反復すると共に、乗算器
ML2における積分回路の積分電圧に応じて比較
器CPの出力が変化するため、乗算器ML1，ML2
におけるスイツチング回路の充電と放電とを行な
うデユーテイ比をＤとすれば、比較器CPの反転
入力へ与えられる電圧はE2・D2となり、更に、
比較器CPの両入力電圧が等しくなる関係から、
E1＝E2・D2が成立し、この関係に基づき、比較
器CPの出力変化におけるデユーテイ比がＤ＝√
E1／E2となり、これによつて開平演算が行なわ
れるものとなつている。
なお、励振電源Ｇの振幅をＥ、角周波数をωと
し、可変静電容量C1，C2の無変位状態における
初期容量をC0、変位に応じた変化容量をΔCとす
れば、次式が成立する。
し、可変静電容量C1，C2の無変位状態における
初期容量をC0、変位に応じた変化容量をΔCとす
れば、次式が成立する。
C1＝C0＋ΔC、C2＝C0−ΔC …(01)
E1＝ω・Ｅ・C1−ω・Ｅ・C2
＝ω・Ｅ（C1−C2）
…(02)
E2＝ω・Ｅ・C1＋ω・Ｅ・C2
＝ω・Ｅ（C1＋C2）
…(03)
（02），（03）式へ（01）式を代入すれば、
E1＝２・ω・Ｅ・ΔC …(04)
E2＝２・ω・Ｅ・C0 …(05)
したがつて、
すなわち、変化容量ΔCの開平に応じた結果が
得られるため、変位を電気信号へ変換すると同時
に、開平演算が行なわれたものとなり、この信号
が入力抵抗器R01を介して出力回路の差動増幅器
Ａにおける非反転入力へ与えられる。
得られるため、変位を電気信号へ変換すると同時
に、開平演算が行なわれたものとなり、この信号
が入力抵抗器R01を介して出力回路の差動増幅器
Ａにおける非反転入力へ与えられる。
出力回路の線路端子L1，L2は、２線式線路を
介して受信部等の電源ESおよび負荷抵抗RLに接
続されており、電源ESにより印加された電圧を、
定電流回路CCおよび定電圧ダイオードZDにより
安定化のうえ、各部の電源電圧として供給する一
方、抵抗器R02，R03により定められた基準値と
しての基準電圧と、非反転入力の電圧とを、差動
増幅器Ａが両電圧の差として増幅のうえ、トラン
ジスタＱを制御し、線路端子L1，L2を介して負
荷抵抗RLに通ずる出力信号としての線路電流値
を定めている。
介して受信部等の電源ESおよび負荷抵抗RLに接
続されており、電源ESにより印加された電圧を、
定電流回路CCおよび定電圧ダイオードZDにより
安定化のうえ、各部の電源電圧として供給する一
方、抵抗器R02，R03により定められた基準値と
しての基準電圧と、非反転入力の電圧とを、差動
増幅器Ａが両電圧の差として増幅のうえ、トラン
ジスタＱを制御し、線路端子L1，L2を介して負
荷抵抗RLに通ずる出力信号としての線路電流値
を定めている。
また、線路電流は、トランジスタＱのバイアス
用抵抗器R04および帰還用の抵抗器R05にも通じ
ており、抵抗器R06を介して抵抗器R05に生ずる
電圧を差動増幅器Ａの非反転入力へ負帰還として
与え、線路電流値の安定化を図つている。
用抵抗器R04および帰還用の抵抗器R05にも通じ
ており、抵抗器R06を介して抵抗器R05に生ずる
電圧を差動増幅器Ａの非反転入力へ負帰還として
与え、線路電流値の安定化を図つている。
しかし、第１図においては、比較器CPから乗
算器ML1，ML2に対するループと、線路端子L1，
L2側から差動増幅器Ａの入力側に対するループ
とにより、各個別の負帰還が施されてはいるもの
の、全回路としての負帰還ループは構成されてい
ないため、比較器CPの出力と差動増幅器Ａの入
力との間に、外部からの雑音等が混入すれば、こ
れが、比較器CPの出力信号に加算されたまま線
路電流へ変換されることにより、線路電流値に誤
差が発生する欠点を生じている。
算器ML1，ML2に対するループと、線路端子L1，
L2側から差動増幅器Ａの入力側に対するループ
とにより、各個別の負帰還が施されてはいるもの
の、全回路としての負帰還ループは構成されてい
ないため、比較器CPの出力と差動増幅器Ａの入
力との間に、外部からの雑音等が混入すれば、こ
れが、比較器CPの出力信号に加算されたまま線
路電流へ変換されることにより、線路電流値に誤
差が発生する欠点を生じている。
本発明は、従来のかかる欠点を根本的に解消す
る目的を有し、全回路にわたる負帰還を自乗化回
路を介して施すことにより、開平演算機能を備え
ると共に、外来雑音の影響を排除することのでき
る極めて効果的な、開平形変位変換器を提供する
ものである。
る目的を有し、全回路にわたる負帰還を自乗化回
路を介して施すことにより、開平演算機能を備え
ると共に、外来雑音の影響を排除することのでき
る極めて効果的な、開平形変位変換器を提供する
ものである。
以下、実施例を示す第２図以降により本発明の
詳細を説明する。
詳細を説明する。
第２図の回路図においては、差動形容量センサ
を構成する１対の可変静電容量C1，C2が可変イ
ンピーダンスとして用いられており、これへ、出
力振幅の制御可能な励振電源Ｂにより励振信号を
印加のうえ、可変静電容量C1，C2に通ずる信号
電流をダイオードD1〜D4により検波し、ダイオ
ードD1，D4の検波出力を抵抗器R5，R6およびコ
ンデンサC3，C4からなる低域波器へ与え、抵
抗器R6からは可変静電容量C1の値に応じた電圧
e1を得ると共に、抵抗器R5からは可変静電容量
C2の値に応じた電圧e2を得ている。
を構成する１対の可変静電容量C1，C2が可変イ
ンピーダンスとして用いられており、これへ、出
力振幅の制御可能な励振電源Ｂにより励振信号を
印加のうえ、可変静電容量C1，C2に通ずる信号
電流をダイオードD1〜D4により検波し、ダイオ
ードD1，D4の検波出力を抵抗器R5，R6およびコ
ンデンサC3，C4からなる低域波器へ与え、抵
抗器R6からは可変静電容量C1の値に応じた電圧
e1を得ると共に、抵抗器R5からは可変静電容量
C2の値に応じた電圧e2を得ている。
なお、励振信号の正の半波はダイオードD1，
D4へ通ずるが、負の半波はダイオードD2，D3を
介して負荷用の抵抗器R7へ通ずるものとなつて
いる。
D4へ通ずるが、負の半波はダイオードD2，D3を
介して負荷用の抵抗器R7へ通ずるものとなつて
いる。
また、電圧e1，e2は、抵抗器R2，R3，R4およ
び差動増幅器A1により構成された制御回路とし
ての減算器へ与えられ、ここにおいて可変静電容
量C1，C2の差に応じた信号電圧となつたうえ、
励振電源Ｂの出力振幅を制御している。
び差動増幅器A1により構成された制御回路とし
ての減算器へ与えられ、ここにおいて可変静電容
量C1，C2の差に応じた信号電圧となつたうえ、
励振電源Ｂの出力振幅を制御している。
一方、電圧e1，e2は、抵抗器R8，R9および差
動増幅器A2により構成された出力回路の加算器
へ与えられ、ここにおいて可変静電容量C1，C2
の和に応じた信号電圧になると共に、第１図と同
様に基準電圧e0との差として増幅され、トランジ
スタＱを制御し、これへ通ずる電流I1の値を定め
ている。
動増幅器A2により構成された出力回路の加算器
へ与えられ、ここにおいて可変静電容量C1，C2
の和に応じた信号電圧になると共に、第１図と同
様に基準電圧e0との差として増幅され、トランジ
スタＱを制御し、これへ通ずる電流I1の値を定め
ている。
なお、出力回路の構成は、差動増幅器A2の非
反転入力へ負帰還が施されていないほかは、第１
図と同様である。
反転入力へ負帰還が施されていないほかは、第１
図と同様である。
このほか、線路電流I0によつて生ずる抵抗器
R05の電圧を、バイアス電圧e3、自乗化回路SQお
よび抵抗器R1からなる帰還回路を介して、差動
増幅器A1の反転入力へ与えており、これによつ
て、可変静電容量C1，C2に差に応じた信号電圧
を相殺する方向の負帰還を施している。
R05の電圧を、バイアス電圧e3、自乗化回路SQお
よび抵抗器R1からなる帰還回路を介して、差動
増幅器A1の反転入力へ与えており、これによつ
て、可変静電容量C1，C2に差に応じた信号電圧
を相殺する方向の負帰還を施している。
このため、電圧e1とe2との和が基準電圧e0と等
しくなる方向に励振電源Ｂの出力振幅が制御され
ると共に、電圧e1とe2との差に応じて出力振幅が
補正的に制御され、励振信号における角周波数ω
の変化に基づく線路電流I0の変動が阻止される。
しくなる方向に励振電源Ｂの出力振幅が制御され
ると共に、電圧e1とe2との差に応じて出力振幅が
補正的に制御され、励振信号における角周波数ω
の変化に基づく線路電流I0の変動が阻止される。
また、自乗回路SQを介した負帰還により、可
変静電容量C1，C2の差動的な変化を、開平演算
した値に応じた線路電流I0の変化が得られる。
変静電容量C1，C2の差動的な変化を、開平演算
した値に応じた線路電流I0の変化が得られる。
すなわち、励振電源Ｂの出力振幅をＥ、角周波
数をωとし、可変静電容量C1，C2の初期値をC0、
可変静電容量C1，C2を形成する電極間の距離を
d0、変位に応じた電極間距離の変化をΔdとすれ
ば、次式が成立する。
数をωとし、可変静電容量C1，C2の初期値をC0、
可変静電容量C1，C2を形成する電極間の距離を
d0、変位に応じた電極間距離の変化をΔdとすれ
ば、次式が成立する。
C1＝C0d0／d0−Δd，C2＝C0d0／d0＋Δd …(1)
また、説明の便宜上、R1＝R2＝R3＝R4，R5＝
R6＝Ｒ，R8＝R9とし、基準電位点COMを経て抵
抗器R05へ流れる電流をI2、抵抗器R05の抵抗値を
Rfとすれば、つぎの各式が成立する。
R6＝Ｒ，R8＝R9とし、基準電位点COMを経て抵
抗器R05へ流れる電流をI2、抵抗器R05の抵抗値を
Rfとすれば、つぎの各式が成立する。
e1＝Ｅ・ω・C1・Ｒ …(2)
e2＝Ｅ・ω・C2・Ｒ …(3)
（e1＋e2／２−e0）μt＝I1 …(4)
ただし、μtは、差動増幅器A1とトランジスタ
Ｑとの総合増幅率である。また、差動増幅器A1
の増幅率をμ1とすれば、 I0＝I1＋I2 …(5) ｛e1／２−e2＋（Rf・I0−e3）2／２｝μ1＝Ｅ …(6) (6)式を変形すれば、 ｛（e1−e2）−（Rf・I0−e3）2｝＝２・Ｅ／μ1 …(7) (4)，(5)式から、 I0＝（e1＋e2／２−e0）μt＋I2 ∴e1＋e2＝２・e0＋２I1−I2／μt …(8) (2)，(3)，(8)式からは、 Ｅ・ω・Ｒ（C1＋C2）＝２・e0＋２I0−I2／μt ∴Ｅ＝２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2） ＋２I0−I2／ω・Ｒ（C1＋C2）μt …(9) 更に、(2)，(3)，(7)式から、 〔｛２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）＋２I0−I2／ω・Ｒ（
C1＋C2）μt｝ω・Ｒ（C1−C2）−（Rf・I0−e3）2〕 μ1／２＝２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）＋２I0−I
2／ω・Ｒ（C1＋C2）μt これを変形すれば、 （２・e0／C1＋C2＋２I0−I2／（C1＋C2）μt）・（C
1−C2）−（Rf・I0−e3）2 ＝４・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）μ1＋４I0−I2／ω
・Ｒ（C1＋C2）μt・μ1…(10) ここで、μt，μ1が十分に大きいものとすれば、 ２・e0／C1＋C2（e1−e2）−（Rf・I0−e3）2＝０ ∴（Rf・I0−e3）2＝２・e0C1−C2／C1＋C2 …(11) (11)式へ(1)式を導入すると、 したがつて、(12)式のとおり線路電流I0は、検出
すべき変位に応じた電極間距離の変化Δdを開平
した値に比例する。
Ｑとの総合増幅率である。また、差動増幅器A1
の増幅率をμ1とすれば、 I0＝I1＋I2 …(5) ｛e1／２−e2＋（Rf・I0−e3）2／２｝μ1＝Ｅ …(6) (6)式を変形すれば、 ｛（e1−e2）−（Rf・I0−e3）2｝＝２・Ｅ／μ1 …(7) (4)，(5)式から、 I0＝（e1＋e2／２−e0）μt＋I2 ∴e1＋e2＝２・e0＋２I1−I2／μt …(8) (2)，(3)，(8)式からは、 Ｅ・ω・Ｒ（C1＋C2）＝２・e0＋２I0−I2／μt ∴Ｅ＝２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2） ＋２I0−I2／ω・Ｒ（C1＋C2）μt …(9) 更に、(2)，(3)，(7)式から、 〔｛２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）＋２I0−I2／ω・Ｒ（
C1＋C2）μt｝ω・Ｒ（C1−C2）−（Rf・I0−e3）2〕 μ1／２＝２・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）＋２I0−I
2／ω・Ｒ（C1＋C2）μt これを変形すれば、 （２・e0／C1＋C2＋２I0−I2／（C1＋C2）μt）・（C
1−C2）−（Rf・I0−e3）2 ＝４・e0／ω・Ｒ（C1＋C2）μ1＋４I0−I2／ω
・Ｒ（C1＋C2）μt・μ1…(10) ここで、μt，μ1が十分に大きいものとすれば、 ２・e0／C1＋C2（e1−e2）−（Rf・I0−e3）2＝０ ∴（Rf・I0−e3）2＝２・e0C1−C2／C1＋C2 …(11) (11)式へ(1)式を導入すると、 したがつて、(12)式のとおり線路電流I0は、検出
すべき変位に応じた電極間距離の変化Δdを開平
した値に比例する。
第３図は、他の実施例を示す回路図であり、可
変静電容量C1，C2としてローズマウント社形の
センサを用い、１次巻線Ｐおよび二つの２次巻線
S1，S2を有する変成器Ｔにより、可変静電容量
C1，C2へ励振信号を印加すると共に、同静電容
量C1，C2の共通電極をコンデンサC5により共通
電位へ接続しており、電圧e1とe2との和電圧を抵
抗器R10から取り出し、差動増幅器A2の反転入力
へ与える一方、基準電圧e0を同増幅器A2の非反
転入力へ与えている。また、抵抗器R11，R12に
より電源電圧Ｖを分圧し、バイアス電圧e3として
いるが、その他は第２図と同様であり、第２図と
同一の動作結果が得られる。
変静電容量C1，C2としてローズマウント社形の
センサを用い、１次巻線Ｐおよび二つの２次巻線
S1，S2を有する変成器Ｔにより、可変静電容量
C1，C2へ励振信号を印加すると共に、同静電容
量C1，C2の共通電極をコンデンサC5により共通
電位へ接続しており、電圧e1とe2との和電圧を抵
抗器R10から取り出し、差動増幅器A2の反転入力
へ与える一方、基準電圧e0を同増幅器A2の非反
転入力へ与えている。また、抵抗器R11，R12に
より電源電圧Ｖを分圧し、バイアス電圧e3として
いるが、その他は第２図と同様であり、第２図と
同一の動作結果が得られる。
第４図は、自乗化回路SQの一例を示す回路図
であり、比較器CPの非反転入力には、抵抗器R21
を介して入力端子INからの入力電圧Viが与えら
れると共に、抵抗器R22による正帰還が施されて
おり、比較器CPの動作は入力レベルに対してヒ
ステリシス特性を呈するものとなつている。
であり、比較器CPの非反転入力には、抵抗器R21
を介して入力端子INからの入力電圧Viが与えら
れると共に、抵抗器R22による正帰還が施されて
おり、比較器CPの動作は入力レベルに対してヒ
ステリシス特性を呈するものとなつている。
また、電源EBからコンデンサC21に対する電流
は、比較器CPの出力変化に応じてオン・オフを
行なうトランジスタQ21および抵抗器R23を経て
通じ、トランジスタQ21がオンの間に、抵抗器
R23とコンデンサC21との時定数に応じた充電特性
によりコンデンサC21が充電される反面、トラン
ジスタQ21がオフとなつたとき、比較器CPの出力
変化がインバータIVを介して与えられるトラン
ジスタQ22がオンとなり、抵抗器R24を経てコン
デンサC21の充電電荷を放電させるものとなつて
いる。
は、比較器CPの出力変化に応じてオン・オフを
行なうトランジスタQ21および抵抗器R23を経て
通じ、トランジスタQ21がオンの間に、抵抗器
R23とコンデンサC21との時定数に応じた充電特性
によりコンデンサC21が充電される反面、トラン
ジスタQ21がオフとなつたとき、比較器CPの出力
変化がインバータIVを介して与えられるトラン
ジスタQ22がオンとなり、抵抗器R24を経てコン
デンサC21の充電電荷を放電させるものとなつて
いる。
このため、比較器CPの反転入力へ与えられて
いるコンデンサC21の端子電圧変化と、これに応
ずる比較器CPの出力変化との間に帰還ループが
形成されており、これによつて前述の動作が自動
的に反復されると共に、比較器CPの出力が高レ
ベルと低レベルとを反復するデユーテイ比Ｄは、
入力電圧Viに応じて定まり、比例定数をK1とす
るとき、次式が成立する。
いるコンデンサC21の端子電圧変化と、これに応
ずる比較器CPの出力変化との間に帰還ループが
形成されており、これによつて前述の動作が自動
的に反復されると共に、比較器CPの出力が高レ
ベルと低レベルとを反復するデユーテイ比Ｄは、
入力電圧Viに応じて定まり、比例定数をK1とす
るとき、次式が成立する。
Ｄ＝Vi・K1 …(21)
一方、入力電圧Viは、強度の負帰還により増幅
率が１となつたバツフア増幅器BAを介して、ト
ランジスタQ23，Q24、抵抗器R25およびコンデン
サC22からなる回路へ与えられており、トランジ
スタQ23がトランジスタQ21と、トランジスタQ24
がトランジスタQ22と同時にオン・オフを行なう
ため、入力電圧Viがデユーテイ比Ｄに応じてチヨ
ツピングされたうえ、抵抗器R25を経てコンデン
サC22の充放電を行なうことにより、この回路の
比例定数をK2とすれば、出力端子OUTに現われ
る出力電圧V0は、次式によつて示される。
率が１となつたバツフア増幅器BAを介して、ト
ランジスタQ23，Q24、抵抗器R25およびコンデン
サC22からなる回路へ与えられており、トランジ
スタQ23がトランジスタQ21と、トランジスタQ24
がトランジスタQ22と同時にオン・オフを行なう
ため、入力電圧Viがデユーテイ比Ｄに応じてチヨ
ツピングされたうえ、抵抗器R25を経てコンデン
サC22の充放電を行なうことにより、この回路の
比例定数をK2とすれば、出力端子OUTに現われ
る出力電圧V0は、次式によつて示される。
V0＝Ｄ・Vi・K2 …(22)
(22)式へ(21)式を代入すれば、
V0＝Vi・K1・Vi・K2＝Vi２・K1・K2 …(23)
となり、入力電圧Viの自乗に比例した出力電圧
V0が得られる。
V0が得られる。
ただし、第４図に示すもののほか、乗算器の縦
続接続回路等、自乗演算機能を呈する任意のもの
を用いることができる。
続接続回路等、自乗演算機能を呈する任意のもの
を用いることができる。
このほか、可変静電容量C1，C2の代りに、可
変インダクタンス、可変抵抗等を用いてもよく、
１対のインピーダンス中一方のみを可変とし、他
方を固定の基準インピーダンスとしても同様であ
り、第２図および第３図における各回路の構成
は、条件に応じた選定が可能である等、本発明は
種々の変形が自在である。
変インダクタンス、可変抵抗等を用いてもよく、
１対のインピーダンス中一方のみを可変とし、他
方を固定の基準インピーダンスとしても同様であ
り、第２図および第３図における各回路の構成
は、条件に応じた選定が可能である等、本発明は
種々の変形が自在である。
以上の説明により明らかなとおり本発明によれ
ば、全体としての負帰還が自乗化回路を介して施
されているため、各回路間へ混入する外来雑音の
影響が排除され、誤差を含まない出力信号が得ら
れると共に、与えられた変位を開平演算した値に
応ずる出力信号が得られ、開平演算機能を必要と
する各種用途の変位変換器として多大な効果を呈
する。
ば、全体としての負帰還が自乗化回路を介して施
されているため、各回路間へ混入する外来雑音の
影響が排除され、誤差を含まない出力信号が得ら
れると共に、与えられた変位を開平演算した値に
応ずる出力信号が得られ、開平演算機能を必要と
する各種用途の変位変換器として多大な効果を呈
する。
第１図は従来例の回路図、第２図および第３図
は本発明の実施例を示す回路図、第４図は第２図
および第３図に用いる自乗化回路の一例を示す回
路図である。 C1，C2……可変静電容量（可変インピーダン
ス）、Ｂ……励振電源、D1〜D4……ダイオード、
A1，A2……差動増幅器、SQ……自乗化回路、
R02〜R05，R1〜R12……抵抗器、C3〜C5……コン
デンサ、Ｑ……トランジスタ、Ｔ……変成器。
は本発明の実施例を示す回路図、第４図は第２図
および第３図に用いる自乗化回路の一例を示す回
路図である。 C1，C2……可変静電容量（可変インピーダン
ス）、Ｂ……励振電源、D1〜D4……ダイオード、
A1，A2……差動増幅器、SQ……自乗化回路、
R02〜R05，R1〜R12……抵抗器、C3〜C5……コン
デンサ、Ｑ……トランジスタ、Ｔ……変成器。
Claims (1)
- １ 検出すべき変位に応じて少なくとも一方が変
化する１対の可変インピーダンスと、該各可変イ
ンピーダンスへ励振信号を印加する出力振幅の制
御可能な励振電源と、前記各可変インピーダンス
の差に応じた信号を求めたうえ前記励振電源の出
力振幅を制御する制御回路と、前記各可変インピ
ーダンスの和に応じた信号を求めたうえ基準値と
の差を出力信号へ変換する出力回路と、前記制御
回路へ前記差に応じた信号を相殺する方向に自乗
化回路を介して前記出力信号を帰還する帰還回路
とからなることを特徴とする開平形変位変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55117404A JPS5741799A (en) | 1980-08-26 | 1980-08-26 | Flat openable displacement converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55117404A JPS5741799A (en) | 1980-08-26 | 1980-08-26 | Flat openable displacement converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5741799A JPS5741799A (en) | 1982-03-09 |
| JPS6362038B2 true JPS6362038B2 (ja) | 1988-12-01 |
Family
ID=14710803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55117404A Granted JPS5741799A (en) | 1980-08-26 | 1980-08-26 | Flat openable displacement converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5741799A (ja) |
-
1980
- 1980-08-26 JP JP55117404A patent/JPS5741799A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5741799A (en) | 1982-03-09 |
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