JPS6367438B2 - - Google Patents
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- JPS6367438B2 JPS6367438B2 JP56073024A JP7302481A JPS6367438B2 JP S6367438 B2 JPS6367438 B2 JP S6367438B2 JP 56073024 A JP56073024 A JP 56073024A JP 7302481 A JP7302481 A JP 7302481A JP S6367438 B2 JPS6367438 B2 JP S6367438B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は外部電源法防食装置、溶接機および電
気分解用電源装置等に利用される三相交流電圧を
三相変圧器で降圧して二次側に低電圧、大電流の
直流を出力する三相交流電圧整流装置において、
上記三相変圧器の一次側にサイリスタを利用する
場合の制御方法に関する。 交流電圧を変圧器で降圧し二次側に低電圧、大
電流の直流を得て利用する整流装置において、従
来はサイリスタの位相制御による方法が一般であ
つたが、この方法では電流の急激な変化を伴なう
ため特に大出力電流装置では周囲に及ぼす電磁ノ
イズが大きくなり、これを防止するための費用は
非常に蒿むものであつた。その後サイリスタによ
つて電力を断続的に制御する経済的方法が進み、
交番正弦波電圧を変圧器の二次側においてサイリ
スタに与え、このサイリスタを制御して半波整流
を行うというゼロクロススイツチング法が雑音の
量も少く利用されるようになつた。これは本願の
発明者が既に特願昭54−084218において提案した
ところである。しかし変圧器の二次側でサイリス
タを利用する場合に低電圧大電流のサイリスタは
高電圧小電流のそれに比較して数倍価格が高いの
が欠点であつた。従つて単相交流においてはサイ
リスタを変圧器の一次側で利用する方法が開発さ
れている。三相交流においてもサイリスタを変圧
器の一次側で利用したいが単相交流におけるサイ
リスタの制御方法と同様な方法によつては変圧器
の磁気飽和を生じ、励磁突入電流が大きくなるた
めに利用できないという困難があつた。 本発明の目的は三相交流電圧整流装置におい
て、サイリスタを三相変圧器の一次側で利用し、
これらサイリスタのゲートに適切なゲート信号を
タイミング制御回路から供給することによつて、
この三相変圧器に磁気飽和を生ぜず、従つて励磁
突入電流が大きくならないような三相変圧器の一
次側のサイリスタによる制御方法を提供しようと
するものである。 本発明を利用するときはサイリスタ素子が安価
になるのみならずサイリスタのゲート信号も小さ
な出力で十分なためタイミング制御回路も安価に
なり、装置の経済性を向上することができる。 次に図面にもとづいて実施例を説明する。第１
図は本発明になる方法を利用する三相交流電圧整
流装置の１実施例を示す回路図である。第１図に
おいてＴは三相変圧器を示し、E1，E2およびE3
は三相変圧器Ｔの一次捲線の誘起電圧、V12，
V23およびV31は三相交流の交番正弦波入力電圧、
TH１からTH６までは三相変圧器Ｔの一次側の
各相間に設けられる正逆方向の二つの逆阻止三端
子サイリスタ（以下サイリスタという）で、例え
ばTH１とTH２等で示す６個のサイリスタであ
る。これらのサイリスタには例えばSCRや双方
向三端子サイリスタとしてTRIACを選択するこ
とができる。三相変圧器Ｔの二次側にはデルタ捲
線が施こされe1，e2およびe3は各捲線の誘起電圧
を示し、D1からD6までは何れも整流素子でＲは
負荷を示す。V12，V23およびV31の交番正弦波電
圧が三相変圧器Ｔに入力して図示しないがタイミ
ング制御回路からサイリスタのゲート信号が適切
に供給されて半波毎に制御された各相電圧が三相
変圧器Ｔの二次側にe1，e2およびe3なる半波形の
電圧を誘起し、整流素子D1からD6によつて整流
されて負荷Ｒに直流として負荷されるものであ
る。第２図は第１図の三相交流の交番正弦波電圧
と６個のサイリスタのゲートに供給されるゲート
信号のタイミング説明図である。縦軸には各種電
圧Ｖ、横軸には時間ｔを示す。第３図は６個のサ
イリスタゲート信号を与え続ける時間幅の一実施
例を示す説明図で、この時間幅を例えば時刻t1か
らt2，時刻t3からt4，時刻t5からt6，時刻t7からt8
および時刻t9からt10というように定め、これらの
時間幅をオンとし他の時間幅をオフとして電力の
供給を制御するものである。すなわち第１図に示
す（サイリスタTH１からTH６にそれぞれ第２
図に示すゲート信号TH１′からTH６′を第３図
に示す例えば時刻t1からt2の時間幅だけ繰返し与
えればサイリスタはその間のみオン，オフを繰返
し三相変圧器Ｔに交流電力を供給する。従つてこ
れらゲート信号を与え続ける時間幅を制御して三
相変圧器Ｔに与える平均電力を制御することがで
きる。 さて、ゲート信号を与えるタイミングに関して
説明する。ゲート信号を与え続ける時間幅におい
て最初にゲート信号を与えるサイリスタの番号を
一定させず全く乱雑にした場合、すなわち第３図
の時刻t1ではサイリスタTH２から初め、時刻t3
ではサイリスタTH５から、時刻t5ではTH１か
ら、時刻t7ではTH１から、時刻t9ではTH２から
初めるというようにした場合には変圧器の磁束φ
は全く一定せず、運が悪ければ大きくなりすぎて
三相変圧器Ｔの鉄心を磁気飽和させて大きな励磁
突入電流を招く結果になる。またこの事実は第３
図に示す時刻t2，t4……t10等のゲート信号を与え
ることをやめるサイリスタの番号を一定させない
場合も同様に発生する。従つて三相変圧器一次側
のサイリスタの制御においては各ゲート信号を与
え続ける時間幅内でゲート信号を与え初めるサイ
リスタの番号と、与えることをやめるサイリスタ
の番号を制御する必要がある。この目的のために
は単相交流において実施しているようにどのゲー
ト信号を与え続ける時間幅においても、ゲート信
号を与え初めるサイリスタの番号と、与え終るサ
イリスタの番号を固定して了うことが考えられ
る。例えば第１図の実施例においてゲート信号を
与え初めるサイリスタは必ずTH１とし、ゲート
信号を与え終るサイリスタは必らずTH４にする
どうように制御してやる。しかし単相交流に関し
てはこの方法でよいが三相交流に関しては不適当
である。この事実を説明するために実際に磁束の
変化を計算した例を第４図と第５図に示す。変圧
器の一次側捲線数をＮ、この捲線にかゝる電圧を
Ｖとすると変圧器の鉄心に流れる磁束φは次式で
示すことができる。φ＝−N∫Vdt，三相変圧器
の各相の磁束を第１図の一次側捲線の電圧E1，
E2およびE3の磁束に対応してφ1，φ2およびφ3と
する。磁束の計算結果を見ると第４図において各
相の磁束φ1，φ2およびφ3の変化は初期磁束をい
ずれも零とし、第１図に示すサイリスタTH１か
らTH６までを１組として第２図に示すゲート信
号TH１′，TH６′，TH３′，TH２′，TH５′，
TH４′の順に位相を各60度づつづらせて１サイ
クルのみオンした時の磁束の変化として示してあ
る。第４図が示すように磁束φ1，φ2およびφ3と
も１サイクルの最後の磁束は零になつていない。 従つてこのようなサイクルを繰返しながら電力
の供給をゲート信号を与え続ける時間幅だけオ
ン，オフする場合には、各サイクルの終末の磁束
は電力の供給をオン，オフする度毎に増大してゆ
き、遂にある限界で磁気飽和を生じ、三相変圧器
Ｔの一次側に過大な励磁突入電流を招く不適当な
結果となる。本発明はこのような欠点を除去する
ために提案されるもので、その技術手段は一度サ
イリスタをオンさせたら必ず６個のサイリスタを
１組として60度づつ位相をづらせて遂次オンする
ことを繰返し、また一度電力の供給をやめたあと
次に再度電力を供給する場合には、その前に電力
を供給し最初にオンしたサイリスタから120度遅
れてオンしたサイリスタを先頭に６個のサイリス
タを１組として60度づつ位相をづらせて遂次オン
することを繰返し、以下同様に各相の６個のサイ
リスタゲート信号を制御するものである。例えば
第１図でサイリスタTH１をゲート信号TH１′で
オンし初めれば、次はサイリスタTH６を60度位
相の遅れたゲート信号TH６′でオンし、同様に
サイリスタTH３，TH２，TH５，TH４をゲー
ト信号TH３′，TH２′，TH５′，TH４′でオン
するようにし、以下はこの６個のサイリスタで以
上のような順序で繰返しオンするようにし、次に
電力の供給をやめ再度電力の供給を始めようとす
るときは前に最初オンしたゲート信号TH１′よ
り120度位相の遅れたゲート信号TH３′でサイリ
スタTH３をオンし初めて60度づつ位相のづれた
ゲート信号で当該サイリスタを遂次オンしたサイ
リスタTH６で終ることを繰返すようにするもの
である。このような本発明になる方法に従つた場
合における磁束変化を三つのサイクルについて計
算しその計算結果を各サイクルの間隔をつめて表
示したのが第５図に示すものである。第５図に示
す各相の磁束の変化は同図上で8πの周期で変化
しており、そのピーク値は比較的小さな値におさ
まつている。従つて磁気飽和を生ずることはな
く、三相変圧器Ｔの二次側のサイリスタ制御を適
切に行うことができる。 第６図は本発明になる方法の一実施例を示すタ
イミング制御回路の回路図である。第６図におい
て端子Ａ，Ｂ，Ｃ，ＤおよびＥはタイミング制御
回路の入出力端子である。１から８まではナンド
の論理素子を示し、９，１０および１１は演算増
巾器からなるコンパレータである。１２から２２
まではヒステリシスインバータを示し信号波形を
整形する。２３から２７まではダイオードを示
し、ナンド２と３および７と８とはそれぞれRS
フリツプフロツプ回路を示すフリツプフロツプ２
８と２９とを形成する。３０から３５まではコン
デンサを示し、３６は三進カウンタを示す。４０
から５７までは抵抗器である。Vccは供給電源電
圧を示す。その他同様な作用を行う回路素子につ
いては付号を省略する。以上のような回路構成に
おいて端子Ａは入力端子で三相変圧器の電力供給
を制御する矩形波の電力供給制御信号を入力す
る。例えば第３図に示すような信号が入力する。
端子Ｃ，ＤおよびＥには三相交流の各相電圧が入
力する。端子Ｂは出力端子で６個のサイリスタを
１組としてサイリスタゲート信号を繰返し与え続
ける時間幅が正確に出力を供給し始めるゲート信
号で初まり、出力を供給し終るゲート信号で終る
ように規制された時間幅をもつ出力ゲートとこの
出力ゲートに挟まれた禁止ゲートとをもつ矩形波
信号を出力する。この出力は図示しないゲートパ
ルス発生用ICにゲートとして入力し、このゲー
トパルス発生用ICからは60度づつ位相がづれた
パルス信号をもつ出力ゲートがゲートパルス信号
として出力され、各パルス信号はサイリスタゲー
ト信号を形成し、各サイリスタを遂次駆動する。
この回路は図示しない。例えばゲートパルス信号
は第３図に示す信号Ｇで、時刻t1から時刻t2まで
は出力ゲートを示し、時刻t1において初めてサイ
リスタTH１がオンし、時刻t1から時刻t2の間に
おいてサイリスタTH１からTH４まで６個のサ
イリスタが第２図に示すように１組となつて60度
づつ位相をづらせて遂次オンすることを繰返し、
時刻t2において最後にサイリスタTH４がオンす
るものである。端子Ｃから入力する三相交流の一
相電圧は抵抗器４０と４１により分圧されて、高
周波を炉波するコンデンサ３０を介して入力し、
コンパレータ９により抵抗器４２と４３により規
制されるコンパレータ９の正端子の電圧レベルに
おいて比較され、矩形波を形成し、抵抗器４４と
ダイオード２３と２４によつてTTLレベルに変
換され、更にヒスチリシスインバータ１２によつ
て整形される。この矩形波はコンデンサ３１と抵
抗器４５と４６よりなる微分回路により微分され
位相180度離れた２個のパルスを形成する。例え
ばコンデンサ３１は470PF，抵抗器４５と４６と
はそれぞれ2.2kΩと3.3kΩ程度である。端子Ｄお
よびＥにおいて入力する各相電圧においても全く
同様にして２個づつのパルスを形成するがそれぞ
れの最初のパルスは上記一相電圧の最初のパルス
より120度づつの位相のづれがある。従つてこれ
ら６個のパルスはナンド１の出力として位相60度
間隔の６個のパルス列を形成する。このパルス列
はフリツプフロツプ２８とナンド４とへ入力す
る。フリツプフロツプ２８を含む回路は一つとば
し回路ともいうべき作用を行う。ナンド１からの
パルス列はヒステリシスインバータ１５と１６を
経過して整形されコンデンサ３２と抵抗器４７と
４８とよりなる微分回路を介して微分され、フリ
ツプフロツプ２８をセツトして出力信号を“１”
とする。この出力は100Ω程度の抵抗器４９と
1000PF程度のコンデンサ３３とで形成する振動
抑制回路を介してナンド４に入力する。ナンド４
の出力はヒステリシスインバータ１７を介して60
度間隔のパルス列となり三進カウンタ３６に入力
し、カウント動作により周期360度の短形波を形
成し、コンデンサ３５と抵抗器５２と５３とで形
成する微分回路を経、更にヒステリシスインバー
タ１８を経て360度間隔のパルス列を形成し、ナ
ンド５と６とに入力する。フリツプフロツプ２９
とナンド５と６とは端子Ａから入力する電力供給
制御信号を正確に360度間隔のパルスに同期した
出力とゲートを形成する出力信号として、ナンド
７からダンビング抵抗器５５とヒステリシスイン
バータ２１、抵抗器５７およびダイオード２７を
介して端子Ｂに出力する。端子Ａからの電力供給
制御信号は抵抗器５４とダイオード２５と２６と
によりTTLレベルに変換され更にヒステリシス
インバータ１９と２０によつて波形を整形されて
ナンド５と６に入力するものである。ナンド８か
らの出力もナンド７からの出力信号と同様に抵抗
器５６とヒステリシスインバータ２２を介してナ
ンド７の出力信号が反転した信号を生ずる。この
反転信号は出力ゲートの後縁においてコンデンサ
３４と抵抗器５０と５１とよりなる微分回路によ
り微分されてパルスを生じ、このパルスが一つと
ばし回路であるフリツプフロツプ回路２８のナン
ド２を駆動してリセツト動作を行いフリツプフロ
ツプ２８の出力は“０”となり、この出力をナン
ド４へ送り、ナンド４の出力であるパルス列から
１パルスを消去する。従つて三進カウンタ３６は
その時だけ周期480度の矩形波を形成し、微分回
路を経てその時のみ480度間隔のパルスを形成す
る。すなわち端子Ｂにおける出力信号は出力ゲー
トの後縁において以前の360度間隔は120度遅れた
360度間隔に切替えられる。次に端子Ａから次の
電力供給制御信号が入力して来ると、この入力信
号に対応する端子Ｂの出力ゲートは前の出力ゲー
トよりも120度位相の遅れた出力ゲートに規制さ
れる。例えば第３図において時刻t3に初めて出力
を供給するサイリスタはサイリスタTH１より
120遅れてONするサイリスタTH３ということに
なる。時刻t3で初じまり時刻t4で終る第２の出力
ゲートもこの出力ゲートの後縁で一つとばし回路
を駆動し、同様に120度遅れた360度間隔のパルス
列をナンド５と６とに入力することになる。以下
第３，第４の出力ゲートも同様である。このよう
にすれば三相変圧器の磁束変化は第５図に示すよ
うに磁気飽和を防止することが可能で、安価な高
圧小電流のサイリスタで三相変圧器の一次側を制
御し、またサイリスタを駆動するゲート信号も小
さな出力で十分なためタイミング制御回路も安価
になり、三相交流電圧整流装置の経済性を向上す
ることができる。 第７図は本発明になる方法を利用する三相交流
電圧整流装置の他の実施例を示す回路図である。
第７図では三相変圧器の一次側において正逆方向
の二つのサイリスタを各相毎に直列に設けた場合
を示すもので第１図に示す場合と全く同様な作用
ならびに効果を示す。なお双方向三端子サイリス
タであるTRIACを選択するときは正逆方向の二
つの逆阻止三端子サイリスタの代りに一つの双方
向三端子サイリスタを利用することになるが、こ
のような場合におけるサイリスタゲート信号はほ
とんど同様に制御でき本発明になる方法は同様に
適用される。
気分解用電源装置等に利用される三相交流電圧を
三相変圧器で降圧して二次側に低電圧、大電流の
直流を出力する三相交流電圧整流装置において、
上記三相変圧器の一次側にサイリスタを利用する
場合の制御方法に関する。 交流電圧を変圧器で降圧し二次側に低電圧、大
電流の直流を得て利用する整流装置において、従
来はサイリスタの位相制御による方法が一般であ
つたが、この方法では電流の急激な変化を伴なう
ため特に大出力電流装置では周囲に及ぼす電磁ノ
イズが大きくなり、これを防止するための費用は
非常に蒿むものであつた。その後サイリスタによ
つて電力を断続的に制御する経済的方法が進み、
交番正弦波電圧を変圧器の二次側においてサイリ
スタに与え、このサイリスタを制御して半波整流
を行うというゼロクロススイツチング法が雑音の
量も少く利用されるようになつた。これは本願の
発明者が既に特願昭54−084218において提案した
ところである。しかし変圧器の二次側でサイリス
タを利用する場合に低電圧大電流のサイリスタは
高電圧小電流のそれに比較して数倍価格が高いの
が欠点であつた。従つて単相交流においてはサイ
リスタを変圧器の一次側で利用する方法が開発さ
れている。三相交流においてもサイリスタを変圧
器の一次側で利用したいが単相交流におけるサイ
リスタの制御方法と同様な方法によつては変圧器
の磁気飽和を生じ、励磁突入電流が大きくなるた
めに利用できないという困難があつた。 本発明の目的は三相交流電圧整流装置におい
て、サイリスタを三相変圧器の一次側で利用し、
これらサイリスタのゲートに適切なゲート信号を
タイミング制御回路から供給することによつて、
この三相変圧器に磁気飽和を生ぜず、従つて励磁
突入電流が大きくならないような三相変圧器の一
次側のサイリスタによる制御方法を提供しようと
するものである。 本発明を利用するときはサイリスタ素子が安価
になるのみならずサイリスタのゲート信号も小さ
な出力で十分なためタイミング制御回路も安価に
なり、装置の経済性を向上することができる。 次に図面にもとづいて実施例を説明する。第１
図は本発明になる方法を利用する三相交流電圧整
流装置の１実施例を示す回路図である。第１図に
おいてＴは三相変圧器を示し、E1，E2およびE3
は三相変圧器Ｔの一次捲線の誘起電圧、V12，
V23およびV31は三相交流の交番正弦波入力電圧、
TH１からTH６までは三相変圧器Ｔの一次側の
各相間に設けられる正逆方向の二つの逆阻止三端
子サイリスタ（以下サイリスタという）で、例え
ばTH１とTH２等で示す６個のサイリスタであ
る。これらのサイリスタには例えばSCRや双方
向三端子サイリスタとしてTRIACを選択するこ
とができる。三相変圧器Ｔの二次側にはデルタ捲
線が施こされe1，e2およびe3は各捲線の誘起電圧
を示し、D1からD6までは何れも整流素子でＲは
負荷を示す。V12，V23およびV31の交番正弦波電
圧が三相変圧器Ｔに入力して図示しないがタイミ
ング制御回路からサイリスタのゲート信号が適切
に供給されて半波毎に制御された各相電圧が三相
変圧器Ｔの二次側にe1，e2およびe3なる半波形の
電圧を誘起し、整流素子D1からD6によつて整流
されて負荷Ｒに直流として負荷されるものであ
る。第２図は第１図の三相交流の交番正弦波電圧
と６個のサイリスタのゲートに供給されるゲート
信号のタイミング説明図である。縦軸には各種電
圧Ｖ、横軸には時間ｔを示す。第３図は６個のサ
イリスタゲート信号を与え続ける時間幅の一実施
例を示す説明図で、この時間幅を例えば時刻t1か
らt2，時刻t3からt4，時刻t5からt6，時刻t7からt8
および時刻t9からt10というように定め、これらの
時間幅をオンとし他の時間幅をオフとして電力の
供給を制御するものである。すなわち第１図に示
す（サイリスタTH１からTH６にそれぞれ第２
図に示すゲート信号TH１′からTH６′を第３図
に示す例えば時刻t1からt2の時間幅だけ繰返し与
えればサイリスタはその間のみオン，オフを繰返
し三相変圧器Ｔに交流電力を供給する。従つてこ
れらゲート信号を与え続ける時間幅を制御して三
相変圧器Ｔに与える平均電力を制御することがで
きる。 さて、ゲート信号を与えるタイミングに関して
説明する。ゲート信号を与え続ける時間幅におい
て最初にゲート信号を与えるサイリスタの番号を
一定させず全く乱雑にした場合、すなわち第３図
の時刻t1ではサイリスタTH２から初め、時刻t3
ではサイリスタTH５から、時刻t5ではTH１か
ら、時刻t7ではTH１から、時刻t9ではTH２から
初めるというようにした場合には変圧器の磁束φ
は全く一定せず、運が悪ければ大きくなりすぎて
三相変圧器Ｔの鉄心を磁気飽和させて大きな励磁
突入電流を招く結果になる。またこの事実は第３
図に示す時刻t2，t4……t10等のゲート信号を与え
ることをやめるサイリスタの番号を一定させない
場合も同様に発生する。従つて三相変圧器一次側
のサイリスタの制御においては各ゲート信号を与
え続ける時間幅内でゲート信号を与え初めるサイ
リスタの番号と、与えることをやめるサイリスタ
の番号を制御する必要がある。この目的のために
は単相交流において実施しているようにどのゲー
ト信号を与え続ける時間幅においても、ゲート信
号を与え初めるサイリスタの番号と、与え終るサ
イリスタの番号を固定して了うことが考えられ
る。例えば第１図の実施例においてゲート信号を
与え初めるサイリスタは必ずTH１とし、ゲート
信号を与え終るサイリスタは必らずTH４にする
どうように制御してやる。しかし単相交流に関し
てはこの方法でよいが三相交流に関しては不適当
である。この事実を説明するために実際に磁束の
変化を計算した例を第４図と第５図に示す。変圧
器の一次側捲線数をＮ、この捲線にかゝる電圧を
Ｖとすると変圧器の鉄心に流れる磁束φは次式で
示すことができる。φ＝−N∫Vdt，三相変圧器
の各相の磁束を第１図の一次側捲線の電圧E1，
E2およびE3の磁束に対応してφ1，φ2およびφ3と
する。磁束の計算結果を見ると第４図において各
相の磁束φ1，φ2およびφ3の変化は初期磁束をい
ずれも零とし、第１図に示すサイリスタTH１か
らTH６までを１組として第２図に示すゲート信
号TH１′，TH６′，TH３′，TH２′，TH５′，
TH４′の順に位相を各60度づつづらせて１サイ
クルのみオンした時の磁束の変化として示してあ
る。第４図が示すように磁束φ1，φ2およびφ3と
も１サイクルの最後の磁束は零になつていない。 従つてこのようなサイクルを繰返しながら電力
の供給をゲート信号を与え続ける時間幅だけオ
ン，オフする場合には、各サイクルの終末の磁束
は電力の供給をオン，オフする度毎に増大してゆ
き、遂にある限界で磁気飽和を生じ、三相変圧器
Ｔの一次側に過大な励磁突入電流を招く不適当な
結果となる。本発明はこのような欠点を除去する
ために提案されるもので、その技術手段は一度サ
イリスタをオンさせたら必ず６個のサイリスタを
１組として60度づつ位相をづらせて遂次オンする
ことを繰返し、また一度電力の供給をやめたあと
次に再度電力を供給する場合には、その前に電力
を供給し最初にオンしたサイリスタから120度遅
れてオンしたサイリスタを先頭に６個のサイリス
タを１組として60度づつ位相をづらせて遂次オン
することを繰返し、以下同様に各相の６個のサイ
リスタゲート信号を制御するものである。例えば
第１図でサイリスタTH１をゲート信号TH１′で
オンし初めれば、次はサイリスタTH６を60度位
相の遅れたゲート信号TH６′でオンし、同様に
サイリスタTH３，TH２，TH５，TH４をゲー
ト信号TH３′，TH２′，TH５′，TH４′でオン
するようにし、以下はこの６個のサイリスタで以
上のような順序で繰返しオンするようにし、次に
電力の供給をやめ再度電力の供給を始めようとす
るときは前に最初オンしたゲート信号TH１′よ
り120度位相の遅れたゲート信号TH３′でサイリ
スタTH３をオンし初めて60度づつ位相のづれた
ゲート信号で当該サイリスタを遂次オンしたサイ
リスタTH６で終ることを繰返すようにするもの
である。このような本発明になる方法に従つた場
合における磁束変化を三つのサイクルについて計
算しその計算結果を各サイクルの間隔をつめて表
示したのが第５図に示すものである。第５図に示
す各相の磁束の変化は同図上で8πの周期で変化
しており、そのピーク値は比較的小さな値におさ
まつている。従つて磁気飽和を生ずることはな
く、三相変圧器Ｔの二次側のサイリスタ制御を適
切に行うことができる。 第６図は本発明になる方法の一実施例を示すタ
イミング制御回路の回路図である。第６図におい
て端子Ａ，Ｂ，Ｃ，ＤおよびＥはタイミング制御
回路の入出力端子である。１から８まではナンド
の論理素子を示し、９，１０および１１は演算増
巾器からなるコンパレータである。１２から２２
まではヒステリシスインバータを示し信号波形を
整形する。２３から２７まではダイオードを示
し、ナンド２と３および７と８とはそれぞれRS
フリツプフロツプ回路を示すフリツプフロツプ２
８と２９とを形成する。３０から３５まではコン
デンサを示し、３６は三進カウンタを示す。４０
から５７までは抵抗器である。Vccは供給電源電
圧を示す。その他同様な作用を行う回路素子につ
いては付号を省略する。以上のような回路構成に
おいて端子Ａは入力端子で三相変圧器の電力供給
を制御する矩形波の電力供給制御信号を入力す
る。例えば第３図に示すような信号が入力する。
端子Ｃ，ＤおよびＥには三相交流の各相電圧が入
力する。端子Ｂは出力端子で６個のサイリスタを
１組としてサイリスタゲート信号を繰返し与え続
ける時間幅が正確に出力を供給し始めるゲート信
号で初まり、出力を供給し終るゲート信号で終る
ように規制された時間幅をもつ出力ゲートとこの
出力ゲートに挟まれた禁止ゲートとをもつ矩形波
信号を出力する。この出力は図示しないゲートパ
ルス発生用ICにゲートとして入力し、このゲー
トパルス発生用ICからは60度づつ位相がづれた
パルス信号をもつ出力ゲートがゲートパルス信号
として出力され、各パルス信号はサイリスタゲー
ト信号を形成し、各サイリスタを遂次駆動する。
この回路は図示しない。例えばゲートパルス信号
は第３図に示す信号Ｇで、時刻t1から時刻t2まで
は出力ゲートを示し、時刻t1において初めてサイ
リスタTH１がオンし、時刻t1から時刻t2の間に
おいてサイリスタTH１からTH４まで６個のサ
イリスタが第２図に示すように１組となつて60度
づつ位相をづらせて遂次オンすることを繰返し、
時刻t2において最後にサイリスタTH４がオンす
るものである。端子Ｃから入力する三相交流の一
相電圧は抵抗器４０と４１により分圧されて、高
周波を炉波するコンデンサ３０を介して入力し、
コンパレータ９により抵抗器４２と４３により規
制されるコンパレータ９の正端子の電圧レベルに
おいて比較され、矩形波を形成し、抵抗器４４と
ダイオード２３と２４によつてTTLレベルに変
換され、更にヒスチリシスインバータ１２によつ
て整形される。この矩形波はコンデンサ３１と抵
抗器４５と４６よりなる微分回路により微分され
位相180度離れた２個のパルスを形成する。例え
ばコンデンサ３１は470PF，抵抗器４５と４６と
はそれぞれ2.2kΩと3.3kΩ程度である。端子Ｄお
よびＥにおいて入力する各相電圧においても全く
同様にして２個づつのパルスを形成するがそれぞ
れの最初のパルスは上記一相電圧の最初のパルス
より120度づつの位相のづれがある。従つてこれ
ら６個のパルスはナンド１の出力として位相60度
間隔の６個のパルス列を形成する。このパルス列
はフリツプフロツプ２８とナンド４とへ入力す
る。フリツプフロツプ２８を含む回路は一つとば
し回路ともいうべき作用を行う。ナンド１からの
パルス列はヒステリシスインバータ１５と１６を
経過して整形されコンデンサ３２と抵抗器４７と
４８とよりなる微分回路を介して微分され、フリ
ツプフロツプ２８をセツトして出力信号を“１”
とする。この出力は100Ω程度の抵抗器４９と
1000PF程度のコンデンサ３３とで形成する振動
抑制回路を介してナンド４に入力する。ナンド４
の出力はヒステリシスインバータ１７を介して60
度間隔のパルス列となり三進カウンタ３６に入力
し、カウント動作により周期360度の短形波を形
成し、コンデンサ３５と抵抗器５２と５３とで形
成する微分回路を経、更にヒステリシスインバー
タ１８を経て360度間隔のパルス列を形成し、ナ
ンド５と６とに入力する。フリツプフロツプ２９
とナンド５と６とは端子Ａから入力する電力供給
制御信号を正確に360度間隔のパルスに同期した
出力とゲートを形成する出力信号として、ナンド
７からダンビング抵抗器５５とヒステリシスイン
バータ２１、抵抗器５７およびダイオード２７を
介して端子Ｂに出力する。端子Ａからの電力供給
制御信号は抵抗器５４とダイオード２５と２６と
によりTTLレベルに変換され更にヒステリシス
インバータ１９と２０によつて波形を整形されて
ナンド５と６に入力するものである。ナンド８か
らの出力もナンド７からの出力信号と同様に抵抗
器５６とヒステリシスインバータ２２を介してナ
ンド７の出力信号が反転した信号を生ずる。この
反転信号は出力ゲートの後縁においてコンデンサ
３４と抵抗器５０と５１とよりなる微分回路によ
り微分されてパルスを生じ、このパルスが一つと
ばし回路であるフリツプフロツプ回路２８のナン
ド２を駆動してリセツト動作を行いフリツプフロ
ツプ２８の出力は“０”となり、この出力をナン
ド４へ送り、ナンド４の出力であるパルス列から
１パルスを消去する。従つて三進カウンタ３６は
その時だけ周期480度の矩形波を形成し、微分回
路を経てその時のみ480度間隔のパルスを形成す
る。すなわち端子Ｂにおける出力信号は出力ゲー
トの後縁において以前の360度間隔は120度遅れた
360度間隔に切替えられる。次に端子Ａから次の
電力供給制御信号が入力して来ると、この入力信
号に対応する端子Ｂの出力ゲートは前の出力ゲー
トよりも120度位相の遅れた出力ゲートに規制さ
れる。例えば第３図において時刻t3に初めて出力
を供給するサイリスタはサイリスタTH１より
120遅れてONするサイリスタTH３ということに
なる。時刻t3で初じまり時刻t4で終る第２の出力
ゲートもこの出力ゲートの後縁で一つとばし回路
を駆動し、同様に120度遅れた360度間隔のパルス
列をナンド５と６とに入力することになる。以下
第３，第４の出力ゲートも同様である。このよう
にすれば三相変圧器の磁束変化は第５図に示すよ
うに磁気飽和を防止することが可能で、安価な高
圧小電流のサイリスタで三相変圧器の一次側を制
御し、またサイリスタを駆動するゲート信号も小
さな出力で十分なためタイミング制御回路も安価
になり、三相交流電圧整流装置の経済性を向上す
ることができる。 第７図は本発明になる方法を利用する三相交流
電圧整流装置の他の実施例を示す回路図である。
第７図では三相変圧器の一次側において正逆方向
の二つのサイリスタを各相毎に直列に設けた場合
を示すもので第１図に示す場合と全く同様な作用
ならびに効果を示す。なお双方向三端子サイリス
タであるTRIACを選択するときは正逆方向の二
つの逆阻止三端子サイリスタの代りに一つの双方
向三端子サイリスタを利用することになるが、こ
のような場合におけるサイリスタゲート信号はほ
とんど同様に制御でき本発明になる方法は同様に
適用される。
第１図は本発明になる方法を利用する三相交流
電圧整流装置の一実施例を示す回路図、第２図は
第１図の三相交流の交番正弦波電圧と６個のサイ
リスタのゲートに供給されるゲート信号のタイミ
ング説明図、第３図は６個のサイリスタゲート信
号を与え続ける時間幅の実施例を示す説明図、第
４図は電力を供給する６個のサイリスタを１組と
して60度づつ位相をづらせて遂次ONさせたとき
の三相変圧器の磁束の計算結果を示す説明図、第
５図は本発明になる方法を実施した場合の三相変
圧器の磁束の計算結果を示す説明図、第６図は本
発明になる方法の一実施例を示すタイミング制御
回路の回路図、第７図は本発明になる方法を利用
する三相交流電圧整流装置の他の実施例を示す説
明図である。 V12とV23とV31……三相交流の各相入力電圧、
TH１，TH２，TH３，TH４，TH５，TH６
……逆阻止三端子サイリスタ、Ｔ……三相変圧
器、１から８まで……ナンド、９と１０と１１…
…コンパレータ、１２から２２まで……ヒステリ
シスインバータ、２３から２７まで……ダイオー
ド、２８と２９……フリツプフロツプ、３０から
３５まで……コンデンサ、４０から５７まで……
抵抗器、３６……三進カウンタ。
電圧整流装置の一実施例を示す回路図、第２図は
第１図の三相交流の交番正弦波電圧と６個のサイ
リスタのゲートに供給されるゲート信号のタイミ
ング説明図、第３図は６個のサイリスタゲート信
号を与え続ける時間幅の実施例を示す説明図、第
４図は電力を供給する６個のサイリスタを１組と
して60度づつ位相をづらせて遂次ONさせたとき
の三相変圧器の磁束の計算結果を示す説明図、第
５図は本発明になる方法を実施した場合の三相変
圧器の磁束の計算結果を示す説明図、第６図は本
発明になる方法の一実施例を示すタイミング制御
回路の回路図、第７図は本発明になる方法を利用
する三相交流電圧整流装置の他の実施例を示す説
明図である。 V12とV23とV31……三相交流の各相入力電圧、
TH１，TH２，TH３，TH４，TH５，TH６
……逆阻止三端子サイリスタ、Ｔ……三相変圧
器、１から８まで……ナンド、９と１０と１１…
…コンパレータ、１２から２２まで……ヒステリ
シスインバータ、２３から２７まで……ダイオー
ド、２８と２９……フリツプフロツプ、３０から
３５まで……コンデンサ、４０から５７まで……
抵抗器、３６……三進カウンタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 三相変圧器と、この変圧器の一次側の各相に
設けられる正逆方向の二つの逆阻止三端子サイリ
スタと、上記正逆方向の二つの逆阻止三端子サイ
リスタに与える６個のサイリスタゲート信号を制
御するタイミング制御回路と、二次側の各相電圧
を整流する整流素子とよりなり、これら整流素子
の出力を負荷に供給する三相交流電圧整流装置に
おいて、 各相交番正弦波電圧の半波毎に当該サイリスタ
のゲートに上記サイリスタゲート信号を与えてス
イツチングを行い、 更に６個のサイリスタにゲート信号を与え続け
る時間幅をオン、オフ制御して上記三相変圧器二
次側への電力の供給を制卸する場合に、電力を供
給するサイリスタは必ず上記６個のサイリスタを
１組として60度つつ位相をづらせて逐次オンする
ことを繰返して行い、 一度電力の供給をやめたあと次に再度電力を供
給する場合には、前回電力を供給し初めたサイリ
スタゲート信号から120度遅れてサイリスタゲー
ト信号を与えているサイリスタを先頭に上記６個
のサイリスタを１組として60度づつ位相をづらせ
て逐次オンすることを繰返して行い、 以下同様に各相の６個のサイリスタゲート信号
を制御することを特徴とする三相変圧器一次側の
サイリスタによる制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7302481A JPS57189579A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Controlling method with thyristor at primary side of 3-phase transfsormer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7302481A JPS57189579A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Controlling method with thyristor at primary side of 3-phase transfsormer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57189579A JPS57189579A (en) | 1982-11-20 |
| JPS6367438B2 true JPS6367438B2 (ja) | 1988-12-26 |
Family
ID=13506354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7302481A Granted JPS57189579A (en) | 1981-05-15 | 1981-05-15 | Controlling method with thyristor at primary side of 3-phase transfsormer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57189579A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5406186A (en) * | 1994-01-25 | 1995-04-11 | Sundstrand Corporation | One switch multi-phase modulator |
| US5541830A (en) * | 1994-12-29 | 1996-07-30 | Leland Electrosystems, Inc. | Aerospace DC power supply having neutral point controller |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3926189A (en) * | 1974-08-05 | 1975-12-16 | Colgate Palmolive Co | Selectively positionable diaper assembly |
-
1981
- 1981-05-15 JP JP7302481A patent/JPS57189579A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57189579A (en) | 1982-11-20 |
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