JPS6369395A - デジタルテレビジヨン受像機の色信号復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、デジタルテレビジョン受像機の色信号復調
回路に関する。

（従来の技術） 近年、半導体デバイス、集積回路技術の著しい進歩に伴
い、デジタル信号処理技術が、従来のアナログ信号処理
技術にとりて変抄始めている。

テレピッ、ン受像機では、従来困難とされていた信号処
理がデジタル化により実現され、より高品質の画像再生
が行なえるようになりつつある。このようなデジタルテ
レビジョン受像機では、デジタルメモリを用いた輝度・
色度（以下Ｙ／Ｃと記す）分離や、デジタルフィルタを
用いた新奇処理が行なわれる。

第５図はデジタルテレビジョン受像機の構成例である。

端子１から、ベースバンドのテレビジ、ンａｔ号が入力
される。このテレビシ、ン信号は、例えばＮＴＳＣ方式
の複合映像信号である。端子Ｊからの信号は、アナログ
・デジタル（以下いと記す）変換器２により、デジタル
信号に変換される。Ａ／１）変換器２は、同期回路３か
らのクロックにより動作する。４４：変換器２から出力
された複合信号は、垂直方向の垂直ローンヤスフィルタ
（Ｖ−ＬＰＦ　）　４により、垂直方向に対してη第分
離される。垂直ロー・譬スフィルタ４から出力された輝
度信号ＹＬは、加算器５において、原信号から減算され
る。加算器５の出力は、水平方向の水平ローフ４スフイ
ルタ（Ｈ−ＬＰＦ　）　６を介して輝度信号ＹＨとして
出力される。

輝度信号ＹＬとＹ！には・加算器７により加算され、加
算器７からは輝度信号Ｙを得る。

一方、色信号Ｃは、水平ロール４スフイルタロ０入力信
号から水平ロー／やスフイルタロの出力信号を加算器８
において減じることで得られる。加算器８の出力は、破
線で囲んだ色信号復調回路１００に入力される。

色信号復調回路ＸＯＯの動作を第６図を併用して説明す
る０色信号復調回路１００に入力される色信号Ｃは、１
信号とｑ信号が直交変調されており、次式で表わされる
。

Ｃ”ｉ（ｔ）ｃｍ（２πｆ、、ｔ＋６”）・ｑ　（ｔ　
）ｄａ（２πｆａｃｔ＋θ）　・・・（１）ただし、ｆ
ｓｃは色副搬送波の周波数 また、１（ｔ）　＊　ｑ（ｔ）信号の周波数スペクトル
をＩ（ｆ）　、　Ｑ（ｆ）　　とする、Ｉ（ｆ）　、　
Ｑ（ｆ）の変調スペクトルを第６図（、）に示す。

第６図（、）に示すように、ｔ（ｔ）信号は、残留９波
帯信号となっている。従って、色信号Ｃは、第６図（ｂ
）に示すような、ｆ、ｅを中心に遮断特性が相補的対称
な特性をもつパントノナスフ４ルタによりスペクトルの
整形が必要である（ナイキスト・スペクトル整形と呼ば
れる）、このバンドパスフィルタは、第５図のバンド／
臂スフィルタ１０１に相当スル、このバンドパスフィル
タ１０１に入力された色信号Ｃは、スペクトル整形され
て出力され、同期検波回路１０２，１０３に入力される
。

同期検波回路２０２は、１（ｔ）信号と同位相のキャリ
ア５１が同期回路３かも入力され、１（ｔ）信号の復調
を行なう、また同期検波回路１０３は、キ入力され、ｑ
（ｔ）信号の復調を行なう、ただし、ｑ（ｔ）信号の復
調時には、１（ｔ）信号の直交成分が高域０．５〜１．
５　ＭＨｚに混入するが、これは、後段のローンヤスフ
ィルタ１４によりて除去される。

復調後の周波数スークトルは、第６図（、）に示すよう
になる。ここで、パントノヤスフィルタの周波数特性が
第６図（ｂ）　Ｋ示す特性を満足していれば５（ｔ）　
＊　ｑ（ｔ）信号とも歪みなく復調することができる。

次に、輝度信号及び復調されたＩｔＱ信号は、それぞれ
Ｄ／Ａ変換器９，１１．１３に入力され、アナログ信号
に変換された後、ローンヤスフィルタ１ｏ、ｒ２．１４
に入力される。そして、ロー／ヤスフィルタ１０．１２
ｅλ４の各出力信号は、マトリックス回路１５によりＲ
ＧＢ信号に変換され、モニタ１６に入力され、画像再生
に供する。

（発明が解決しようとする問題点） 以上説明したように、従来のデシタルテレビジョン受像
機の色信号復調回路においては、第６図（ｂ）に示す周
波数特性を持つバンドパスフィルタが必要である。この
パントノヤスフィルタの特性が不十分であると、色信号
を同期検波して復調する際に波形歪を生じることになる
。

また、このパントノヤスフィルタは、直線位相でなけれ
ばならない喪め、トラ／スパーサル形のデジタルフィル
タにより構成する。

そこで、本発明の提案者が、直線位相トランスパーサル
形のデジタルフィルタを設計した例を第７図に示す。

第７図は、ティキストス４クトル整形フィルタとして設
計した例である。即ち、色副搬送周波数を中心に、ｆ、
、　−０，５ＭＢｚ　Ｉ　ｆ、、　＋　０．５　ＭＨｇ
を通り、遮断特性が相補的対称となる条件を満し、かつ
、希望する周波数特性との２乗誤差が最小となるように
設計した例である。

このフィルタは、】１タツプとし六個であるが、通過帯
域のリップルが大きく十分な特性が得られていない、リ
ップルを検知限（３６，３ｄＢ　）以下に制限をするた
めには、窓関数（カイデーウィンドウ）を用いた設計手
法であると６５タツプが必要となる。少ないタップ数の
フィルタを用いて第６図（ｂ）の特性とするには、更に
ハイノやスフィルタを縦属接続して不要低域成分を除去
する必要が生じる。

このように、第６図（ｂ）の理想的な特性のバンド／母
スフィルタを得る念めには、ハードウェアの増大が伴り
てしまり、しかし従来の色信号復調回路においては、価
格上の制限から、ハードウェア規模を小さくして、不充
分な特性のバンド／ヤスフィルタを使用しており、色信
号の特性が劣化されている。これは、色信号の歪みを生
じるか、１（１）信号の高域成分の復調を損うことにな
る。

そこでこの発明は、現実的なハードウェア規模であって
Ｉ信号は１．５　ＭＨｚ　、　Ｑ信号は０．５　ＭＨｚ
まで歪みなく復調することのできるデノタルテレビジ、
ン受像機の色信号復調回路を提供することを目的とする
。

［発明の構成コ （問題点を解決するための手段） 本発明は、Ｉ軸、Ｑ軸の位相に同期したサンプリングク
ロックによりデジタル変換したデジタル色信号を得、前
記デジタル色信号を所定サンプルごとに極性反転して統
一した極性の！及びＱ信号を含む第１の信号を得る１次
に、第１の信号の高域成分をロー・母スフイルタにより
除去して第２の信号を得る。更に、第１の信号から第２
の信号を減じることＫよって得た信号から、Ｑ信号成分
を除去し、！信号成分のみを２倍のレベルにして第３の
信号を得る。そしてｆａ３の信号と第２の１号とを加算
して得た信号を、所定のサンプル位相でサブサンプルし
、！信号、Ｑ信号の分離復調出力を得るものである。

（作用） 上記の手段により、Ｉ及びｑ信号は、時分割多重され大
信号フォーマットで処理され、■及びｑ信号処理の独立
した系統を不要とする。また、ローパスフィルタの入出
力の減算処理、及びＩ信号成分のみの抽出により、！信
号高域成分を、ローパスフィルタの出力信号に加算した
ときにｑ信号の高域が乱されるのを防止している。これ
により、従来のような大規模のハードウェアによるバン
ド／ぐスフィルタを用いなくても、小規模のハードウェ
アで高品質の復調色信号を得られる。

（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図はこの発明の一実施例である。第５図に示した従来の
テレビジ、ン受像機と異なるのは、色信号復調回路２０
００部分であり、他の部分は同じ回路である。工つて同
一部分には同じ符号を付して、異なる部分である色信号
復調回路２００を中心に説明する。

色復調回路２００ＶＣは、輝度・色度（Ｙ／Ｃ）分離回
路の加算器８からの色信号が供給される。以下、第２図
、第３図の説明図も併用して説明する。

今、色信号Ｃは、アナログデジタル（ＶＤ）変換器２に
おけるクロックの位相が％　ｔ（ｔ）信号の位相に一致
しているとすると、 Ｃ−１（ｔ　）ｃｏｓ２πｆｍｅｔ＋ｑ（ｔ）ｄｎ２π
ｆｓｅｔ　　　−（２）であられされる、ただしｉｓｃ
は色副搬送波の周波数である。

また、サンプリング周波数を４ｆ１１ｅとすると、色信
号復調回路２００に入力される色信号Ｃは、第２図（、
）に示すようなデータ列となる。Ｉ、Ｑ信号が交互に位
置し、符号が２つのＩ、Ｑ信号を対にして反転する。

色信号復調回路２００に入力された色信号Ｃは、整流検
波回路２０１に入力される。整流検波回路２０Ｊは、第
２図（、）に示す入力信号と、第２図（ｂ）に示す周波
数ｆｓｅの方形波信号との積をとり、第２図（ｃ）に示
すよ、うに、正、負のデータ列をすべて正のデータ列に
変換する。

この変換処理は、デジタルデータのサインビットを検出
し、負を示すサインビットを持ったデータは、サインビ
ットを反転させることによっても実現できる。

整流検波された第２図（ｃ）に示すデータ列は、ｌ信号
とＱ信号とが時分割多重されたデータ列となりている。

整流検波回路２０１の出力信号は、ローー等スフィルタ
（ＬＰＦ　）　！ｌ　ｏ　ｚに入力される。ローパスフ
ィルタ２０２０入力信 うに、ｌ信号をＱ信号とが時分割多重された第２図（ｄ
）に示すような信号であるので、ロー／譬スフ（ルタ２
０２は、第２図（、）に示すように、４ｆ＠ｅのり四ツ
クで動作するＤタイプフリップフロップＦＦＪ。

ＦＦｊ　、　ＦＦｊ　、　ＦＦ４を縦属接続し、ｌ信号
はｌ信号同士、Ｑ信号はＱ信号同士の演算処理を行なう
トランスパーサル形フィルタで構成することができる．
係数器Ｋｌ，に２，に３は、利得調整のために設けられ
る。

上記のようにローパスフィルタ２０２において、データ
を２個づつ演算処理することで、ｌ信号、Ｑ信号用の２
つの独立したロー／譬スフィルタを用意する必要がなく
、・・−ドウエアの削減が得られる。

ローパスフィルタ２０２のカットオフ周波数は、０、　
５　ＭＨｚで１０−／＃スフイルタ２０２の出力信号は
、第２図（ｒ）に示すようになる．但し、車信号の０、
　５　ＭＨｚ以下の信号をｌい０．５ＭＨｚ以上の信号
を１１１％　Ｑ信号の０．　５　ＭＩＨｚ以下の信号を
ＱＬ％　０．　５　ＭＨＩ以上の信号をＱｍと表わすこ
とにする。

次に、ローフ９スフイルタ２０２の入力信号から１０−
ノ４スフイルタ２０２の出力信号を加算器２０４におい
て減じる．これにより、加算器２０４の出力信号は、第
２図（ｇ）に示すように、０．　５　ＭＨｚ以上の１．
Ｑつまり！冨ｅＱｘ信号のデータ列となる。

加算器２０４の出力信号は、増幅器２０５により２倍に
増幅され（第２図（ｈ）　）　、その出力は、加算器２
０３において、先のローパスフィルタ２０２の出力信号
と加算される．ここで、Ｑ信号は、０、　５　ＭＨｚま
での成分であるが、ＩＩｌ信号直交成分（以下ＩＨ＊と
記す）が混入するため、Ｑ！ｌ　＝　Ｉ−と彦ってしま
う．したがって、これを避けるために、増幅器２０５に
おいて、Ｑｙｓ成分のタイミングではダート処理を行な
い、そのデータをＬＯ１ｌにおきかえ、ｈｔ酸成分けを
２倍にして出力する（第２図（１）　）　＊ 従って１加算器２０３の出力は、 ・・・＃　ＩＩ　＋　ＺＩＨ　ｅ　ＱＬ　ｍ　ＩＬ　＋
　２Ｉｇ　ｌ　ＱＬ　ａ　””のようなデータ列となる
。

ここで、Ｉ　＝　ＩＬ　＋　２Ｉ！Ｉ　ｓＱ　＝　ＱＬ であるため、加算器２０３の出力は、第２図（ｊ）に示
すようなデータ列となる。

加算器２０３の出力信号は、サブサンプル回路２０６と
２０７に入力される．サブサンプル回路２０６、２０７
では、それぞれ第２図（ｋ）に示すように、ｌ信号に同
期クロックＣＫ−Ｉと、Ｑ信号に同期した同期クロック
ＣＫ−Ｑでサブサンプルが行なわれる．これにより多重
化されていたｌ信号、Ｑ信号が、分離され、色信号の復
調が完了する（第２図（Ａ）。

第３図は、上記の信号処理経過を周波数領域を用いて説
明するのに示した図である。

変調されたｌ信号、Ｑ信号は、それぞれｇ３図（、）に
示すような領域の成分を有する．即ち、ｌ信号は、ｆＨ
ｃ−　１．　５　ＭＨｚからｆｓｅ　＋　０．　５　Ｐ
ｉｉＨｚｑ信号は、ｆＨ−０．　５　ＭＨｚからｆＨｅ
　＋　０．　５　ＭＨｚの成分を有する。

ｌ信号は、ｆＨ　−　０．　５　ＭＨｚからｆｓｅ　＋
　０．　５　ＭＨｚの両側波帯信号であるが、ｊ’ｓｅ
　−　０．　５　ＭＨ１からｆＨｃ−１．　５　ＭＨＳ
は単側波帯信号となりている。したがってこれを検波し
て、ベースバンドの信号に変換したときは、第３図（ｂ
）に示すように、０．５ＭＨｚ以上ＯＩＨ信号は、０．
　５　ＭＨｚ以下のＩＬ傷信号半分の振幅となる。

また、Ｑ信号を検波してベースバンドの信号に変換する
と、ｌ信号がｆＨ６　−　１．　５　ＭＨｚからｆｌＩ
ｃ−０、　５　ＭＨ！″！１で単側波帯信号となってい
るので、！。

信号の直交成分Ｉ−が混入し、第３図（ｂ）に示すよう
なスペクトルとなる。

上記のように検波したｌ信号は、高域成分が低域成分の
半分の振幅であり、一方Ｑ信号には、ｌ信号の高域成分
が混入することになる．したがって、このままの状態で
、即ち整流検波回路２０１の出力信号をそのままサブサ
ンプルしてｌ信号、ｑ信号に分離したのでは、歪を生じ
る。

これを防止するために、本システムでは、ローパスフィ
ルタ２０２、加算器２０３．２０４等を用いている。

第３図（ｃ）は、ローパスフィルタ２０２の出力信号の
スペクトルであり、第３図（ｄ）は加算器２０４の出力
信号のスペクトルである。整流検波回路２０１の出力信
号である工信号をカットオフ周波数０．５　ＭＨｚのロ
ーパスフィルタ２０２と、加算器２０４によってＩＩ倍
信号ＩＬ傷信号分離している。

次に、ＩＨ傷信号けを、増、幅器２０５により２倍に増
幅し、第３図（＠）に示すように、ＩＬ傷信号ＩＲ傷信
号振幅をそろえている。そして、加算器２０３において
、Ｉ）ｉ　＃　ＩＬ傷信号加算し、第３図（ｆ）に示す
ように、歪みのない！信号を復調している。

一方、Ｑ信号に関しては、ローパスフィルタ２０２によ
す、ｌＨ倍信号直交成分ＩＨ＊を取り除いてお抄、第６
図（ｄ）に示すＱ信号を復調している。

第４図（ａ）　＊　（ｂ）は、ローパスフィルタ２０２
の特性を周波数対レベルと、周波数の対数指数とレベル
の関係で示している。

［発明の効果コ 以上説明したように、本発明によると、まず色信号を検
波してＩ、Ｑ信号の時分割多重信号を得、次に、ローパ
スフィルタ、加算器及びサブサンプル回路を用いること
で、従来必要としたバンドパスフィルタを用いることな
く色復調を行なうことができる。従来の色信号復調回路
で、高品質の色信号を復調するには、大規模なハードウ
ェアのパントノ々スフィルタを必要とするが、本発明に
よると、ロー／ヤスフィルタとしては十数タッゾ程度で
構成できるので、大幅のハードウェアの削減が可能であ
る。また、１．Ｑ信号の時分割多重信号として処理する
ため、Ｉ、Ｑ信号用の別々の処理回路を構成する必要が
なく、ハードウェアの一層の消滅を図れることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図の回路の信号処理経過を説明するのに示した説
明図、第３図は第１図の回路のハ→り 各部ず号の周波数ス（クトラムを示す説明図、第４図（
ａ）　＃　（ｂ）は、本発明に係るローパスフィルタの
特性を示す図、第５図は従来のデジタルテレビジ１ン受
像機のブロック図、第６図は第７図の回路の各部付号の
周波数スイクトラムを示す説明図、第産図はデジタルフ
ィルタの特性例を示す図である。 ２・・・アナログデジタル変換器、３・・・同期回路、
４・・・垂直ローパスフィルタ、５．１．８．２０３ｍ
ｘ　０４−豐・加算器、６…水平ローｉ４スフイルタ、
９゜Ｊ　Ｊ　、　１３−・・デジタルアナログ変換器、
１０゜Ｊ２．Ｊ４・・・ローパスフィルタ、２５・・・
マトリックス回路、１６・・・モニタ、２００・・・色
信号復調回路、２０λ…整流検波回路、２０２・・・ロ
ーノぐスフィルタ、２０５・・・増幅器、２０６．２０
’ｉ・・・サブサンプル回路。 出願人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦レベル ｆｓｃ　　　　　　　　　　　　　　　　２ｆｓｃ（ａ
） （ｂ） 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｉ軸とＱ軸の位相に同期したサンプリングクロックによ
   りデジタル信号に変換したデジタル色信号を得る手段と
   、 前記デジタル色信号を所定サンプルごとに極性反転して
   統一した極性のＩ信号及びＱ信号を含む第１の信号を得
   る手段と、 前記第１の信号が供給されかつ前記Ｑ信号の周波数帯域
   が設定され高域成分を除去した第２の信号を得る手段と
   、 前記第１の信号から前記第２の信号を減じて得た信号か
   らＱ信号成分を除去してＩ信号成分のみを２倍のレベル
   して第３の信号として算出する手段と、 前記第３の信号と前記第２の信号を加算することによっ
   て得た信号を、所定のサンプル位相でサブサンプルしＩ
   信号とＱ信号の復調出力を分離導出する手段とを具備し
   たことを特徴とするデジタルテレビジョン受像機の色信
   号復調回路。