JPS637703B2 - - Google Patents
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- JPS637703B2 JPS637703B2 JP1024481A JP1024481A JPS637703B2 JP S637703 B2 JPS637703 B2 JP S637703B2 JP 1024481 A JP1024481 A JP 1024481A JP 1024481 A JP1024481 A JP 1024481A JP S637703 B2 JPS637703 B2 JP S637703B2
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- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電話交換機等の加入者回路に用いる電
流供給回路に関するものである。
流供給回路に関するものである。
半導体技術の進歩にともない従来電磁部品でほ
とんど占められていた電話交換機は中央制御系の
方からしだいに電子化が進み、半導体集積回路を
主とする電子部品が広く用いられる様になり交換
機の小型化、高機能化が実現されつつある。
とんど占められていた電話交換機は中央制御系の
方からしだいに電子化が進み、半導体集積回路を
主とする電子部品が広く用いられる様になり交換
機の小型化、高機能化が実現されつつある。
しかし電話交換機の中で加入者線路に直接信号
を送出するトランク類や通話路スイツチ網等は取
扱う信号レベルが非常に大きいことや、誘導落雷
や、電力線との混触事故等により類百ボルの過電
圧が印加されるので、数ボルト程度の信号を扱う
電子系との親和性が良くないことから電子化が遅
れている。第１図は交換機の通話電流供給トラン
クに用いられていた電磁部品による電流供給回路
の一例である。
を送出するトランク類や通話路スイツチ網等は取
扱う信号レベルが非常に大きいことや、誘導落雷
や、電力線との混触事故等により類百ボルの過電
圧が印加されるので、数ボルト程度の信号を扱う
電子系との親和性が良くないことから電子化が遅
れている。第１図は交換機の通話電流供給トラン
クに用いられていた電磁部品による電流供給回路
の一例である。
通話電流供給トランク内の電池１からリレー
（RLY）２を通して加入者線路（電池線(A)，接地
線(B)をへて加入者端末（TEL）５に通話電流が
供給される。さて、局内の電地１の電圧は−48V
と高電圧であり、加入者側の負荷条件の変動によ
つて通話電流は最大120mAまで増大するため、
第１図図示回路の電子化にあたつては前述した扱
う信号レベルの大きさが大きいという問題の他に
電流供給回路６′内での消費電力が極めて大きく
なるという問題があり、電子化、つまり、半導体
集積回路化をさまたげていた。すなわち、第１図
の電流供給回路６′の消費電力PDC，通話電流ILは
次式であらわされる。
（RLY）２を通して加入者線路（電池線(A)，接地
線(B)をへて加入者端末（TEL）５に通話電流が
供給される。さて、局内の電地１の電圧は−48V
と高電圧であり、加入者側の負荷条件の変動によ
つて通話電流は最大120mAまで増大するため、
第１図図示回路の電子化にあたつては前述した扱
う信号レベルの大きさが大きいという問題の他に
電流供給回路６′内での消費電力が極めて大きく
なるという問題があり、電子化、つまり、半導体
集積回路化をさまたげていた。すなわち、第１図
の電流供給回路６′の消費電力PDC，通話電流ILは
次式であらわされる。
IL＝VBB／RL＋Rio …(1)
PDC＝Rio（VBB／RL＋Rio）2 …(2)
但し、RL：加入者端末と加入者線路の抵抗の和
Rio：リレーRLYの直流内部抵抗
VBB：電池の電圧
ここで、VBB，Rioの公称値であるVBB＝48V，
Rio＝440Ωを代入しRL＝０〜1700に対して試算す
ると第２図の様になる。
Rio＝440Ωを代入しRL＝０〜1700に対して試算す
ると第２図の様になる。
第２図に示すように電流供給回路６′は最大で
5.4Wの電力消費があり、半導体集積回路化によ
つて、小型化のための高密度実装を行う際に放熱
をいかに処理するかが重大な課題となる。従つ
て、電話交換機の電子化、小型化を効率良く進め
て行くには、単に従来の電磁回路を電子化するだ
けではなく、何らかの消費電力低減対策が必要と
なる。
5.4Wの電力消費があり、半導体集積回路化によ
つて、小型化のための高密度実装を行う際に放熱
をいかに処理するかが重大な課題となる。従つ
て、電話交換機の電子化、小型化を効率良く進め
て行くには、単に従来の電磁回路を電子化するだ
けではなく、何らかの消費電力低減対策が必要と
なる。
本発明の目的は、従来の給電特性（定抵抗給電
特性）を保持したまま電流供給回路の消費電力を
低減することにある。
特性）を保持したまま電流供給回路の消費電力を
低減することにある。
本発明は等価内部抵抗と等価内部電源を有し電
源に対し独立に動作するように構成した直流給電
回路と、負荷電流検出回路及びDC―DC変換回路
より成る。直流給電回路を電子回路により電源変
動に対して独立に動作するように構成すると、そ
の電圧降下はかならずしも等価直流内部抵抗Ｘ負
荷電流分を必要とせず、電子回路が機能する最低
動作電圧まで下げることができる。負荷電流検出
回路によつて負荷電圧情報を検出し、DC―DC変
換回路の出力電圧が負荷電圧降下と直流給電回路
の最低動作電圧の和となるように制御すること
で、電流供給回路の低消費電力化をはかつたもの
である。
源に対し独立に動作するように構成した直流給電
回路と、負荷電流検出回路及びDC―DC変換回路
より成る。直流給電回路を電子回路により電源変
動に対して独立に動作するように構成すると、そ
の電圧降下はかならずしも等価直流内部抵抗Ｘ負
荷電流分を必要とせず、電子回路が機能する最低
動作電圧まで下げることができる。負荷電流検出
回路によつて負荷電圧情報を検出し、DC―DC変
換回路の出力電圧が負荷電圧降下と直流給電回路
の最低動作電圧の和となるように制御すること
で、電流供給回路の低消費電力化をはかつたもの
である。
以下図を用いて本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明の基本原理を説明するためのブ
ロツク構成図である。図中、２は電源（VBB）で
あり、３，４は線路抵抗、５は加入者端末
（TEL）、６は電流供給回路、７は負荷電流検出
回路、９はDC―DC変換回路であり、８は等価内
部抵抗と等価内部電源を有し電源に対し独立に動
作するように構成された直流給電回路である。以
下に動作説明をする。直流給電回路８はモデル的
には図示のように２本の抵抗に分けて示されると
ころの直流内部抵抗Rioと等価内部電源Epとで示
される。ここでEpは電源VBBと独立な定電圧源な
いし定電流源をもとにして回路的に作られるの
で、加入者端末５や線路抵抗３，４を流れる負荷
電流ILはDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTに独
立となる。すなわち、直流給電回路８の負荷に対
する給電特性はVOUTに対し独立に次式の様に与
えられる。
ロツク構成図である。図中、２は電源（VBB）で
あり、３，４は線路抵抗、５は加入者端末
（TEL）、６は電流供給回路、７は負荷電流検出
回路、９はDC―DC変換回路であり、８は等価内
部抵抗と等価内部電源を有し電源に対し独立に動
作するように構成された直流給電回路である。以
下に動作説明をする。直流給電回路８はモデル的
には図示のように２本の抵抗に分けて示されると
ころの直流内部抵抗Rioと等価内部電源Epとで示
される。ここでEpは電源VBBと独立な定電圧源な
いし定電流源をもとにして回路的に作られるの
で、加入者端末５や線路抵抗３，４を流れる負荷
電流ILはDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTに独
立となる。すなわち、直流給電回路８の負荷に対
する給電特性はVOUTに対し独立に次式の様に与
えられる。
IL＝Ep／RL＋Rio …(3)
EpとRioは回路的に定まる定数である。
ここで負荷抵抗RLは加入者端末（TEL）５と
線路抵抗３，４の直流抵抗分の和である。以下に
第３図の原理説明を行う。電流供給回路６に線路
抵抗３，４を介して加入者端末（TEL）５が接
続されると、負荷電流ILが直流給電回路８より流
れる。直流給電回路８にはDC―DC変換回路９の
出力電圧VOUTから負荷の電圧降下RL，ILを差し引
いた電圧降下（＝VOUT−RLIL）が生じる。
線路抵抗３，４の直流抵抗分の和である。以下に
第３図の原理説明を行う。電流供給回路６に線路
抵抗３，４を介して加入者端末（TEL）５が接
続されると、負荷電流ILが直流給電回路８より流
れる。直流給電回路８にはDC―DC変換回路９の
出力電圧VOUTから負荷の電圧降下RL，ILを差し引
いた電圧降下（＝VOUT−RLIL）が生じる。
負荷抵抗RLが“Ｏ”に近づくと、直流給電回
路８の電圧降下は増大し、負荷電流ILも(3)式より
わかるように増大するので、特にDC―DC変換回
路９の出力電圧を下げない限り直流給電回路８の
消費電力は増大する。ところが後述の第１の実施
例で述べるように、直流給電回路８を電子回路で
構成すると、その動作にはかならずしも大きな電
圧降下は必要でなく、回路を構成するトランジス
タが飽和しない程度の小さな電圧降下（〜数ボル
ト）で十分である。この電圧を直流給電回路８の
最低動作電圧VCEMとすると、いわば無効な電圧
降下ΔV＝VOUT−RLIL−VCEMが発生していること
になり、この電圧は負荷抵抗RLが小さいほど大
きくなる。従つて、負荷電圧（RL・IL）を検出し
て直流給電回路８の無効な電圧降下ΔVを下げる
ようにDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを下げ
るように制御すれば、消費電力が低減される。す
なわち無効な電圧降下ΔV≧０となるように、負
荷電圧（RL・IL）の変動に応じてDC―DC変換回
路９の出力電圧を発生させる。これを定量的に示
すと次式となる。
路８の電圧降下は増大し、負荷電流ILも(3)式より
わかるように増大するので、特にDC―DC変換回
路９の出力電圧を下げない限り直流給電回路８の
消費電力は増大する。ところが後述の第１の実施
例で述べるように、直流給電回路８を電子回路で
構成すると、その動作にはかならずしも大きな電
圧降下は必要でなく、回路を構成するトランジス
タが飽和しない程度の小さな電圧降下（〜数ボル
ト）で十分である。この電圧を直流給電回路８の
最低動作電圧VCEMとすると、いわば無効な電圧
降下ΔV＝VOUT−RLIL−VCEMが発生していること
になり、この電圧は負荷抵抗RLが小さいほど大
きくなる。従つて、負荷電圧（RL・IL）を検出し
て直流給電回路８の無効な電圧降下ΔVを下げる
ようにDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを下げ
るように制御すれば、消費電力が低減される。す
なわち無効な電圧降下ΔV≧０となるように、負
荷電圧（RL・IL）の変動に応じてDC―DC変換回
路９の出力電圧を発生させる。これを定量的に示
すと次式となる。
VOUT≧RLIL＋VCEM …（3a）
然るに負荷電圧（RL・IL）を直接検出すること
は、従来技術の中でも述べたように高電圧を取り
扱う検出回路が必要となり、回路構成が複雑とな
る可能性がある。しかしながら、第３図に示した
本発明の構成においては、直流給電回路８は(3)式
に示す給電特性を持つので、これより負荷電圧
（RL・IL）は負荷電流ILを検出することにより間
接的に検出することが可能である。すなわち(3)式
より負荷電圧（RL・IL）は次式のように負荷電流
ILにより一義的に求まる。
は、従来技術の中でも述べたように高電圧を取り
扱う検出回路が必要となり、回路構成が複雑とな
る可能性がある。しかしながら、第３図に示した
本発明の構成においては、直流給電回路８は(3)式
に示す給電特性を持つので、これより負荷電圧
（RL・IL）は負荷電流ILを検出することにより間
接的に検出することが可能である。すなわち(3)式
より負荷電圧（RL・IL）は次式のように負荷電流
ILにより一義的に求まる。
RL・IL＝Ep−ILRio …（3b）
従つて、負荷電流ILの検出により直流給電回路
８の無効な電圧降下を下げるためのDC―DC変換
回路９の制御式は（3b）式を（3a）式に代入す
ることより次式となる。
８の無効な電圧降下を下げるためのDC―DC変換
回路９の制御式は（3b）式を（3a）式に代入す
ることより次式となる。
VOUT≧Ep＋VCEM−IL・Rio …（3c）
ここで、Ep，Rio，VCEMは前述してきたように
回路的に定まる定数であるので、（3c）式を満足
するように負荷電流ILを検出して、これを制御入
力としてDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを制
御すれば、直流給電回路８の無効な電圧降下を下
げることが可能となる。次いでDC―DC変換回路
９の動作原理について第４図を用いて説明する。
第４図図示のDC―DC変換回路９は誤差増幅器
COMPの１方の端子（比較側端子）にはDC―DC
変換部９′の出力が抵抗Ｒを介して接続されてお
り、他方の端子（基準側端子）には基準電圧源
VREFが接続されている。DC―DC変換部９′は、
例えばその出力電圧がスイツチング周波数で変化
するような周知の回路であり、両入力端子にあら
われる電圧がほぼ等しくなるように制御されてい
る。比較側端子には負荷電圧に比例した電流ISが
流入する。平衡状態では誤差増幅器COMPの比
較側端子と基準側端子の電位差がほぼ“ｏ”とな
るという条件より、検出電流ISとDC―DC変換回
路９の出力電圧VOUTの関係は、VBB電位を基準と
して考えると次式となる。
回路的に定まる定数であるので、（3c）式を満足
するように負荷電流ILを検出して、これを制御入
力としてDC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを制
御すれば、直流給電回路８の無効な電圧降下を下
げることが可能となる。次いでDC―DC変換回路
９の動作原理について第４図を用いて説明する。
第４図図示のDC―DC変換回路９は誤差増幅器
COMPの１方の端子（比較側端子）にはDC―DC
変換部９′の出力が抵抗Ｒを介して接続されてお
り、他方の端子（基準側端子）には基準電圧源
VREFが接続されている。DC―DC変換部９′は、
例えばその出力電圧がスイツチング周波数で変化
するような周知の回路であり、両入力端子にあら
われる電圧がほぼ等しくなるように制御されてい
る。比較側端子には負荷電圧に比例した電流ISが
流入する。平衡状態では誤差増幅器COMPの比
較側端子と基準側端子の電位差がほぼ“ｏ”とな
るという条件より、検出電流ISとDC―DC変換回
路９の出力電圧VOUTの関係は、VBB電位を基準と
して考えると次式となる。
VOUT＋Ｒ・IS＝VREF
すなわち、VOUT＝VREF−Ｒ・IS …（3d）
検出電流ISは負荷電流ILに比例しているので、
第４図の回路を用いれば、負荷電流ILが増大する
時DC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを下げるよ
うに自動制御することが可能であることが（3d）
式よりわかる。また、DC―DC変換回路９は注意
深く設計すれば、その変換効率は70〜80％が得ら
れることは公知の事であり、従つてこの部分での
消費電力の発生はほとんど問題にならない。さて
第３図で説明したように直流給電回路８の消費電
力を低減するには、この回路の無効電圧ΔVを下
げれば良く、そのための負荷電流ILによるDC―
DC変換回路９の出力電圧VOUTの制御式は（3c）
で与えられることをすでに述べた。この目的のた
めには第４図のDC―DC変換回路の定数を次式の
ように定めれば良いことが（3c）式に（3d）式
を代入することからわかるであろう。
第４図の回路を用いれば、負荷電流ILが増大する
時DC―DC変換回路９の出力電圧VOUTを下げるよ
うに自動制御することが可能であることが（3d）
式よりわかる。また、DC―DC変換回路９は注意
深く設計すれば、その変換効率は70〜80％が得ら
れることは公知の事であり、従つてこの部分での
消費電力の発生はほとんど問題にならない。さて
第３図で説明したように直流給電回路８の消費電
力を低減するには、この回路の無効電圧ΔVを下
げれば良く、そのための負荷電流ILによるDC―
DC変換回路９の出力電圧VOUTの制御式は（3c）
で与えられることをすでに述べた。この目的のた
めには第４図のDC―DC変換回路の定数を次式の
ように定めれば良いことが（3c）式に（3d）式
を代入することからわかるであろう。
VREF≧Ep＋VCEM …（3e）
IL＝Ｒ／RioIS …（3f）
以上述べてきた手法によつて直流給電回路８の
無効電圧が低減され、これにより電流供給回路６
の消費電力が低減される。なお以上の説明では直
流給電回路８の無効電圧を単に低減する場合につ
いて述べた。この無効電圧は負荷抵抗の変動にか
かわらず常にほぼ“０”にするように制御すれ
ば、最大の消費電力低減効果が得られるのはいう
までもない。本発明はこのように制御することは
勿論可能で、このためには（3e）式よりVREF≒Ep
＋VCEMとなるように定数を設定すれば良いのは、
第３図、第４図で説明してきた内容より明白であ
る。
無効電圧が低減され、これにより電流供給回路６
の消費電力が低減される。なお以上の説明では直
流給電回路８の無効電圧を単に低減する場合につ
いて述べた。この無効電圧は負荷抵抗の変動にか
かわらず常にほぼ“０”にするように制御すれ
ば、最大の消費電力低減効果が得られるのはいう
までもない。本発明はこのように制御することは
勿論可能で、このためには（3e）式よりVREF≒Ep
＋VCEMとなるように定数を設定すれば良いのは、
第３図、第４図で説明してきた内容より明白であ
る。
第５図は本発明の第１の実施例であつて直流給
電回路の電圧降下がVCEMに一定となる様に構成
したものである。図中、１０が電子化給電回路で
あり、１１が負荷検出回路であり、１２がDC―
DC変換回路である。RLは負荷抵抗で線路抵抗と
加入者端末５の直流低抗分の和を示す。電子化給
電回路１０は特願昭53―115766号（特開昭55―
42449号…H04M19／00）に詳細な動作説明がな
されているので、ここでは簡単に説明する。この
電子化給電回路は各々上下に相補対称な回路で構
成され、負荷に電流を供給する出力用トランジス
タ電流増幅器（Q1，R1，R2とQ1′，R1′，R2′）と
負荷電圧を検出する２線電圧検出器（R4，R5，
R4′）と該２線電圧検出器の出力を一方の入力端
子へ入力して前記出力用トランジスタ電流増幅器
を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電流増
幅器（Q2，R3，R6とQ2′，R3′）と前記駆動用ト
ランジスタ電流増幅器の他方の入力を駆動する定
電流源（I0，I0′）とから構成される。２線電圧検
出器→駆動用トランジスタ電流増幅器→出力用ト
ランジスタ電流増幅器→２線電圧検出器の負帰還
回路により電子化給電回路の内部抵抗を、また定
電流源I0，I0′によつて電子化給電回路の内部電源
を設定する。機能的には、加入者線側(A)，(B)から
見た時直流的に低抵抗（440Ω）に見え、交流的
には高インピーダンス（〜30KΩ）に見えて、第
１図図示回路の従来例のリレー（RLY）と等価
な動作をする。I0，I0′は定電流源であるが、カレ
ントミラー回路等の簡単なトランジスタ回路によ
つて容易に実現出来るのでここではシンボル記号
で示した。トランジスタQ2，Q2′に対するベース
駆動を定電流源によつて行つた時には、電子化給
電回路１０の給電特性は次式であらわされる。但
し、トランジスタのhFEは無限大、動作時のベー
ス・エミツタ間電圧VBE≒０とする IL＝Ep／RL＋Rio …(4) ここでEp，Rioは回路定数によつて定まり、次
式で示す一定値となる。
電回路の電圧降下がVCEMに一定となる様に構成
したものである。図中、１０が電子化給電回路で
あり、１１が負荷検出回路であり、１２がDC―
DC変換回路である。RLは負荷抵抗で線路抵抗と
加入者端末５の直流低抗分の和を示す。電子化給
電回路１０は特願昭53―115766号（特開昭55―
42449号…H04M19／00）に詳細な動作説明がな
されているので、ここでは簡単に説明する。この
電子化給電回路は各々上下に相補対称な回路で構
成され、負荷に電流を供給する出力用トランジス
タ電流増幅器（Q1，R1，R2とQ1′，R1′，R2′）と
負荷電圧を検出する２線電圧検出器（R4，R5，
R4′）と該２線電圧検出器の出力を一方の入力端
子へ入力して前記出力用トランジスタ電流増幅器
を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電流増
幅器（Q2，R3，R6とQ2′，R3′）と前記駆動用ト
ランジスタ電流増幅器の他方の入力を駆動する定
電流源（I0，I0′）とから構成される。２線電圧検
出器→駆動用トランジスタ電流増幅器→出力用ト
ランジスタ電流増幅器→２線電圧検出器の負帰還
回路により電子化給電回路の内部抵抗を、また定
電流源I0，I0′によつて電子化給電回路の内部電源
を設定する。機能的には、加入者線側(A)，(B)から
見た時直流的に低抵抗（440Ω）に見え、交流的
には高インピーダンス（〜30KΩ）に見えて、第
１図図示回路の従来例のリレー（RLY）と等価
な動作をする。I0，I0′は定電流源であるが、カレ
ントミラー回路等の簡単なトランジスタ回路によ
つて容易に実現出来るのでここではシンボル記号
で示した。トランジスタQ2，Q2′に対するベース
駆動を定電流源によつて行つた時には、電子化給
電回路１０の給電特性は次式であらわされる。但
し、トランジスタのhFEは無限大、動作時のベー
ス・エミツタ間電圧VBE≒０とする IL＝Ep／RL＋Rio …(4) ここでEp，Rioは回路定数によつて定まり、次
式で示す一定値となる。
（但し、R1＝R1′，R2＝R2′，R3＝R3′，R4＝
R4′，R5＝R5′，I0，I0′） (4)式で示すように、電子化給電回路１０より流
れでる負荷電流ILの式には電源電圧の項がないの
で、負荷電流ILはDC―DC変換回路１２の出力電
圧VOUTには独立となる。但し、電子化給電回路
１０を構成するトランジスタの動作電圧が確保さ
れている場合に限る。回路定数を適切に選ぶ事に
よつて、電子化給電回路１０の電圧降下の大部分
をトランジスタQ1，Q2，Q1′，Q2′のコレクタ・
ベース間で負荷させることが可能である。(5)式，
(4)式よりわかるように、これらトランジスタのコ
レクタ・エミツタ間電圧は給電特性に無関係であ
るので、これらトランジスタのコレクタ・エミツ
タ間電圧を、トランジスタが飽和しない程度まで
下げて使用することが可能である。すなわち、
DC―DC変換回路１２の出力電圧VOUTを下げるこ
とにより、(4)式で示した給電特性を保持したま
ま、上述のトランジスタのコレクタ・エミツタ間
電圧を下げることが可能で、これにより電子化給
電回路１０の電圧降下を下げることができる。な
おトランジスタが飽和するコレクタ・エミツタ間
電圧は〜１ボルトであり、従つて電子化給電回路
１０の電圧降下は〜２ボルトまで下げることが可
能である。この電圧が最低動作電圧VCEMとなる。
R4′，R5＝R5′，I0，I0′） (4)式で示すように、電子化給電回路１０より流
れでる負荷電流ILの式には電源電圧の項がないの
で、負荷電流ILはDC―DC変換回路１２の出力電
圧VOUTには独立となる。但し、電子化給電回路
１０を構成するトランジスタの動作電圧が確保さ
れている場合に限る。回路定数を適切に選ぶ事に
よつて、電子化給電回路１０の電圧降下の大部分
をトランジスタQ1，Q2，Q1′，Q2′のコレクタ・
ベース間で負荷させることが可能である。(5)式，
(4)式よりわかるように、これらトランジスタのコ
レクタ・エミツタ間電圧は給電特性に無関係であ
るので、これらトランジスタのコレクタ・エミツ
タ間電圧を、トランジスタが飽和しない程度まで
下げて使用することが可能である。すなわち、
DC―DC変換回路１２の出力電圧VOUTを下げるこ
とにより、(4)式で示した給電特性を保持したま
ま、上述のトランジスタのコレクタ・エミツタ間
電圧を下げることが可能で、これにより電子化給
電回路１０の電圧降下を下げることができる。な
おトランジスタが飽和するコレクタ・エミツタ間
電圧は〜１ボルトであり、従つて電子化給電回路
１０の電圧降下は〜２ボルトまで下げることが可
能である。この電圧が最低動作電圧VCEMとなる。
以下に第５図の動作説明をする。負荷電流の大
部分が抵抗R1，R1′を流れるので、この抵抗R1，
R1′の電圧降下から負荷電流ILに比例した出力電
流を検出できる。すなわち負荷電流検出回路１１
内のトランジスタQ3のコレクタには電池線(A)側
の負荷電流に比例した電流が流れ、トランジスタ
Q4のコレクタには接地線(B)側の負荷電流に比例
した電流が流れる。トランジスタQ3とQ4とでは
電流の方向が反対なのでトランジスタ対Q5，Q6
によりなるカレントミラー回路でトランジスタ
Q4側のコレクタ電流を反転させて、出力端(C)よ
り接地線(B)側の負荷電流と電池線(A)側の負荷電流
の和に比例した検出電流を取り出している。この
様に、電池線(A)側電流と接地線側電流の和を取つ
て、負荷電流を検出することによつて、同相モー
ドの誘導電流からの誤動作を防止できる利点があ
る。又、第５図の負荷検出回路１１はトランジス
タQ3，Q4のhFEがが十分大きければトランジスタ
Q3，Q4のベース電流は十分小さくなるので電子
化給電回路１０に与える影響は、ほとんど無視で
きるようになる。DC―DC変換回路１２は既に公
知のもので電子科学1978年３月号の17頁の図１１
で紹介されている回路に電流制御入力による出力
電圧の制御機能を付加したものである。電圧比較
器COMP1とスイツチングトランジスタQ7はチヨ
ークコイルLdや平滑容量Cd等で定まる周波数で
自励発振を行なう。抵抗R14，R13は発振の安定
化のために設けられている。ダイオードDdはト
ランジスタQ7のオフ期間中にチヨークコイルLd
の逆流電流を負荷側に転流するための転流用ダイ
オードである。電圧比較器COMP1の電圧利得が
十分大きいので動作状態では電圧比較器COMP1
の−入力と＋入力の電位差≒０となり、基準電圧
VREFと端子(E)，(D)間の電圧は等しくなる。端子
(E)，(D)間の電圧Ｖ(E)，(D)は、DC―DC変換回路１
２の出力電圧VOUTと抵抗R11とR12の分割比と制
御入力電流ISによつて次式の様にあらわされる。
部分が抵抗R1，R1′を流れるので、この抵抗R1，
R1′の電圧降下から負荷電流ILに比例した出力電
流を検出できる。すなわち負荷電流検出回路１１
内のトランジスタQ3のコレクタには電池線(A)側
の負荷電流に比例した電流が流れ、トランジスタ
Q4のコレクタには接地線(B)側の負荷電流に比例
した電流が流れる。トランジスタQ3とQ4とでは
電流の方向が反対なのでトランジスタ対Q5，Q6
によりなるカレントミラー回路でトランジスタ
Q4側のコレクタ電流を反転させて、出力端(C)よ
り接地線(B)側の負荷電流と電池線(A)側の負荷電流
の和に比例した検出電流を取り出している。この
様に、電池線(A)側電流と接地線側電流の和を取つ
て、負荷電流を検出することによつて、同相モー
ドの誘導電流からの誤動作を防止できる利点があ
る。又、第５図の負荷検出回路１１はトランジス
タQ3，Q4のhFEがが十分大きければトランジスタ
Q3，Q4のベース電流は十分小さくなるので電子
化給電回路１０に与える影響は、ほとんど無視で
きるようになる。DC―DC変換回路１２は既に公
知のもので電子科学1978年３月号の17頁の図１１
で紹介されている回路に電流制御入力による出力
電圧の制御機能を付加したものである。電圧比較
器COMP1とスイツチングトランジスタQ7はチヨ
ークコイルLdや平滑容量Cd等で定まる周波数で
自励発振を行なう。抵抗R14，R13は発振の安定
化のために設けられている。ダイオードDdはト
ランジスタQ7のオフ期間中にチヨークコイルLd
の逆流電流を負荷側に転流するための転流用ダイ
オードである。電圧比較器COMP1の電圧利得が
十分大きいので動作状態では電圧比較器COMP1
の−入力と＋入力の電位差≒０となり、基準電圧
VREFと端子(E)，(D)間の電圧は等しくなる。端子
(E)，(D)間の電圧Ｖ(E)，(D)は、DC―DC変換回路１
２の出力電圧VOUTと抵抗R11とR12の分割比と制
御入力電流ISによつて次式の様にあらわされる。
Ｖ(E)，(D)＝VREFとおくことによりDC―DC変換
回路１２の出力電圧VOUTは次式となる。
回路１２の出力電圧VOUTは次式となる。
VOUT＝（R12／R11＋１）VREF−R12IS …(8)
一方、負荷抵抗RLの電圧降下は負荷電流ILによ
つて次式のように変動するので VL＝RLIL ＝Ep−RioIL …(9) 電子化給電回路１０のアクテイブ動作を保償する
最小電圧降下分VCEMと負荷抵抗RLの電圧降下VL
の和がDC―DC変換回路１２の出力電圧VOUTとな
るようDC―DC変換回路１２を制御すれば電子化
給電回路１０内の電力消費を最小限におさえるこ
とができる。すなわちDC―DC変換回路１２の出
力電圧VOUTは次式の様に制御する必要がある。
つて次式のように変動するので VL＝RLIL ＝Ep−RioIL …(9) 電子化給電回路１０のアクテイブ動作を保償する
最小電圧降下分VCEMと負荷抵抗RLの電圧降下VL
の和がDC―DC変換回路１２の出力電圧VOUTとな
るようDC―DC変換回路１２を制御すれば電子化
給電回路１０内の電力消費を最小限におさえるこ
とができる。すなわちDC―DC変換回路１２の出
力電圧VOUTは次式の様に制御する必要がある。
VOUT＝VCEM＋VL …(10)
ところが(9)式よりVLは負荷電流ILより求まるこ
とから結局DC―DC変換回路１２の出力電圧VOUT
は負荷電流ILを検出することにより次式のように
制御することが可能となる。
とから結局DC―DC変換回路１２の出力電圧VOUT
は負荷電流ILを検出することにより次式のように
制御することが可能となる。
VOUT＝VCEM＋Ep−RioIL …(11)
かるにDC―DC変換回路１２の制御特性は(8)式
の様に与えられるので、第５図の負荷電流検出部
１１の検出電流ISと負荷電流ILの変換係数を次式
の様におけば IL＝KIS …(12) DC―DC変換回路１２が(11)式の制御特性を得るた
めの定数の設定にあたつては、次式のように （R12／R11＋１）VREF＝VCEM＋Ep …(13) Rio＝R12／Ｋ …(14) とおけば十分であるのは明白であろう。
の様に与えられるので、第５図の負荷電流検出部
１１の検出電流ISと負荷電流ILの変換係数を次式
の様におけば IL＝KIS …(12) DC―DC変換回路１２が(11)式の制御特性を得るた
めの定数の設定にあたつては、次式のように （R12／R11＋１）VREF＝VCEM＋Ep …(13) Rio＝R12／Ｋ …(14) とおけば十分であるのは明白であろう。
さて、(11)式の制御特性による電流供給回路６全
体の消費電力PDCを求めると次式となる。
体の消費電力PDCを求めると次式となる。
PDC＝VCEM・IC＋VCUTIL１−η／η
＝VCEM・VBB／η（RL＋Rio）
＋RL（VBB／RL＋Rio）2（１／η−１）……(15
) ここでηはDC―DC変換回路１２の変換効率で
ある。
) ここでηはDC―DC変換回路１２の変換効率で
ある。
従来と同様の条件でPDCの試算を行うと第６図
となる。但し、計算条件はVBB＝48V，VCEM＝
3V，η＝0.8，Rio＝440Ωである。第２図の従来
回路での通話電流供給回路の最大消費電力5.4W
に対し第５図の本発明の実施例では電流供給回路
全体の最大消費電力は0.5Wとなり、従来に比較
し約1/10に消費電力が低減される。この様に本発
明の回路構成を持つ電流供給回路では消費電力が
大幅に低減され、従来方式で問題となつていた放
熱の問題が解決され、電子化の特質を生かして高
密度実装による電話交換機の小型化が可能とな
る。
となる。但し、計算条件はVBB＝48V，VCEM＝
3V，η＝0.8，Rio＝440Ωである。第２図の従来
回路での通話電流供給回路の最大消費電力5.4W
に対し第５図の本発明の実施例では電流供給回路
全体の最大消費電力は0.5Wとなり、従来に比較
し約1/10に消費電力が低減される。この様に本発
明の回路構成を持つ電流供給回路では消費電力が
大幅に低減され、従来方式で問題となつていた放
熱の問題が解決され、電子化の特質を生かして高
密度実装による電話交換機の小型化が可能とな
る。
第５図の電子化給電回路１０内の抵抗R1，
R1′は負荷電流検出用の抵抗の機能も兼ね備えて
いるがこの抵抗の電圧降下がトランジスタQ1，
Q1′の最低動作電圧にくらべ無視出来ない場合は
この負荷電流検出用抵抗の電圧降下を別途見込ん
でDC―DC変換回路１２の制御特性を設定すれば
良い。すなわち、トランジスタQ1とQ1′の最低動
作電圧の和をVCEMとすると、DC―DC変換回路１
２に要求される出力電圧VOUTは次式の様になる。
R1′は負荷電流検出用の抵抗の機能も兼ね備えて
いるがこの抵抗の電圧降下がトランジスタQ1，
Q1′の最低動作電圧にくらべ無視出来ない場合は
この負荷電流検出用抵抗の電圧降下を別途見込ん
でDC―DC変換回路１２の制御特性を設定すれば
良い。すなわち、トランジスタQ1とQ1′の最低動
作電圧の和をVCEMとすると、DC―DC変換回路１
２に要求される出力電圧VOUTは次式の様になる。
VOUT＝（RL＋2R1）IL＋VCE
＝VBB＋VCEM−（Rio−2R1）IL …(16)
従つて第３図のDC―DC変換回路９の制御特性
VOUT＝VBB＋VCEM−RioILのILの係数を（Rio−2R1）
に変更すれば良い。この様に本発明の電流供給回
路では負荷検出回路内の検出抵抗の持つわずかな
電圧降下分をも考慮して電流供給回路の消費電力
の最小化をはかることができる。
VOUT＝VBB＋VCEM−RioILのILの係数を（Rio−2R1）
に変更すれば良い。この様に本発明の電流供給回
路では負荷検出回路内の検出抵抗の持つわずかな
電圧降下分をも考慮して電流供給回路の消費電力
の最小化をはかることができる。
第５図図示の本発明の実施例の負荷電流検出回
路１１では負荷電流検出抵抗を、給電回路の一部
が兼用している形で示したが特に負荷検出方法は
この方法に限つたものではなく、例えば第７図に
示すよう、差動増幅器OP2と電流検出抵抗RSを単
に加入者線路側に直列捜入した形式のものであつ
ても良い。又第５図図示の本発明の実施例におい
てはDC―DC変換回路１２は自励スイツチング形
式のものを示したが特にこの形式に限つたもので
はなく、電圧又は電流入力によつて出力電圧が制
御される型式のものであればよく、一例として第
８図に示すような他励スイツチング式DC―DC変
換回路１２′がある。第８図の他励スイツチング
式DC―DC変換回路１２′は公知の回路で電子科
学３月号1978年の19頁の図２，３に紹介されてい
るものに電流制御入力による出力電圧の制御機能
を付加したものである。このDC―DC変換回路１
２′はパルス幅制御方式と呼ばれるもので、発振
周期固定で（外部発振器と一致）出力電圧のコン
トロールをスイツチングトランジスタのオン時間
幅をコントロールして行う方式である。回路動作
はスイツチング動作が外部発振器のコントロール
を受けて行う他は第５図のDC―DC変換回路１２
と全く同一であるので動作説明は省略する。第５
図のDC―DC変換回路１２と同様に演算増幅器
OP３の入力と○−入力の電位差≒０となつ
た時点が回路動作が平衡するので、第８図DC―
DC変換回路１２′の出力電圧は(8)式と全く同一の
式となる。従つて第８図のDC―DC変換回路１
２′は第５図のDC―DC変換回路１２と置換可能
で本発明はDC―DC変換回路に他励スイツチング
式DC―DC変換回路を用いても実施可能である。
なお、第５図及び第８図で図示したDC―DC変換
回路１２′は最近の高速スイツチングトランジス
タの実現によるスイツチング周波数の高周波化
（〜100KHz）とコア材料の進歩によつてチヨーク
コイルの小型化、及び平滑容容Cdの抵容量化が
可能となり、電子化による小型化、高密度実装の
特質を損なうことなく、電流供給回路の小型化が
可能となる。
路１１では負荷電流検出抵抗を、給電回路の一部
が兼用している形で示したが特に負荷検出方法は
この方法に限つたものではなく、例えば第７図に
示すよう、差動増幅器OP2と電流検出抵抗RSを単
に加入者線路側に直列捜入した形式のものであつ
ても良い。又第５図図示の本発明の実施例におい
てはDC―DC変換回路１２は自励スイツチング形
式のものを示したが特にこの形式に限つたもので
はなく、電圧又は電流入力によつて出力電圧が制
御される型式のものであればよく、一例として第
８図に示すような他励スイツチング式DC―DC変
換回路１２′がある。第８図の他励スイツチング
式DC―DC変換回路１２′は公知の回路で電子科
学３月号1978年の19頁の図２，３に紹介されてい
るものに電流制御入力による出力電圧の制御機能
を付加したものである。このDC―DC変換回路１
２′はパルス幅制御方式と呼ばれるもので、発振
周期固定で（外部発振器と一致）出力電圧のコン
トロールをスイツチングトランジスタのオン時間
幅をコントロールして行う方式である。回路動作
はスイツチング動作が外部発振器のコントロール
を受けて行う他は第５図のDC―DC変換回路１２
と全く同一であるので動作説明は省略する。第５
図のDC―DC変換回路１２と同様に演算増幅器
OP３の入力と○−入力の電位差≒０となつ
た時点が回路動作が平衡するので、第８図DC―
DC変換回路１２′の出力電圧は(8)式と全く同一の
式となる。従つて第８図のDC―DC変換回路１
２′は第５図のDC―DC変換回路１２と置換可能
で本発明はDC―DC変換回路に他励スイツチング
式DC―DC変換回路を用いても実施可能である。
なお、第５図及び第８図で図示したDC―DC変換
回路１２′は最近の高速スイツチングトランジス
タの実現によるスイツチング周波数の高周波化
（〜100KHz）とコア材料の進歩によつてチヨーク
コイルの小型化、及び平滑容容Cdの抵容量化が
可能となり、電子化による小型化、高密度実装の
特質を損なうことなく、電流供給回路の小型化が
可能となる。
以上説明したように本発明による電流供給回路
は低消費電力型の電子化に適し、電話交換機の小
型化、電子化が可能となる。
は低消費電力型の電子化に適し、電話交換機の小
型化、電子化が可能となる。
第１図は本発明の従来例からなるところの電磁
部品を用いた電流供給回路の動作説明図、第２図
は第１図図示の従来回路による通話電流、消費電
力特性図、第３図は本発明による電流供給回路の
基本原理を説明するための基本回路構成図、第４
図は本発明に用いられるDC―DC変換回路の一
例、第５図は本発明による電流供給回路の第１の
実施例の回路図、第６図は第５図図示回路の通話
電流、消費電力特性図、第７図は負荷電流検出回
路の他の一例、第８図は本発明に用いられるDC
―DC変換回路の他の一例を示す。 １…電池、３，４…加入者線路抵抗、５…加入
者端末（TEL）、６…電子化電流供給回路、７，
１１，１１′…負荷電流検出回路、８，１０…電
子化給電回路、９，１２，１２′…DC―DC変換
回路。
部品を用いた電流供給回路の動作説明図、第２図
は第１図図示の従来回路による通話電流、消費電
力特性図、第３図は本発明による電流供給回路の
基本原理を説明するための基本回路構成図、第４
図は本発明に用いられるDC―DC変換回路の一
例、第５図は本発明による電流供給回路の第１の
実施例の回路図、第６図は第５図図示回路の通話
電流、消費電力特性図、第７図は負荷電流検出回
路の他の一例、第８図は本発明に用いられるDC
―DC変換回路の他の一例を示す。 １…電池、３，４…加入者線路抵抗、５…加入
者端末（TEL）、６…電子化電流供給回路、７，
１１，１１′…負荷電流検出回路、８，１０…電
子化給電回路、９，１２，１２′…DC―DC変換
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 負荷に電流を供給する出力用トランジスタ電
流増幅器と負荷電圧を検出する２線電圧検出器と
該２線電圧検出器の出力を一方の入力端子へ入力
して上記出力用トランジスタ電流増幅器を駆動す
る２入力形の駆動用トランジスタ電流増幅器と該
駆動用トランジスタ電流増幅器の他方の入力を駆
動する定電流源とからなる直流給電回路と、負荷
電流を検出する負荷電流検出回路と、局内電源と
上記の直流給電回路の間に直列に挿入されたスイ
ツチング型DC―DC変換回路とから成り、負荷電
流検出回路の制御信号によつて、上記のDC―DC
変換回路の出力電圧を負荷電圧降下と上記直流給
電回路の出力用及び駆動用トランジスタ電流増幅
器を駆動するための最低動作電圧の和となるよう
に制御することにより、上記直流給電回路の消費
電力を低減するように構成したことを特徴とする
電流供給回路。 ２ スイツチング型DC―DC変換回路として出力
電圧検出回路と電圧比較回路を持つ自励スイツチ
ング型DC―DC変換回路を用いたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の電流供給回路。 ３ スイツチング型DC―DC変換回路として出力
電圧検出回路と電圧比較回路を持つ他励スイツチ
ング型DC―DC変換回路を用いたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の電流供給回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024481A JPS57124962A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
| US06/342,791 US4465967A (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| DE8282100516T DE3264466D1 (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| EP82100516A EP0057009B1 (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| CA000395064A CA1175898A (en) | 1981-01-28 | 1982-01-27 | Current supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024481A JPS57124962A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57124962A JPS57124962A (en) | 1982-08-04 |
| JPS637703B2 true JPS637703B2 (ja) | 1988-02-18 |
Family
ID=11744886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1024481A Granted JPS57124962A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57124962A (ja) |
-
1981
- 1981-01-28 JP JP1024481A patent/JPS57124962A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57124962A (en) | 1982-08-04 |
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