JPH0566059B2 - - Google Patents
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- JPH0566059B2 JPH0566059B2 JP56010246A JP1024681A JPH0566059B2 JP H0566059 B2 JPH0566059 B2 JP H0566059B2 JP 56010246 A JP56010246 A JP 56010246A JP 1024681 A JP1024681 A JP 1024681A JP H0566059 B2 JPH0566059 B2 JP H0566059B2
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- circuit
- load
- supply circuit
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電話交換機等の加入者回路に用いら
れる電流供給回路に関するものである。
れる電流供給回路に関するものである。
半導体技術の進歩にともない、従来電磁部品で
ほとんど占められていた電話交換機は、中央制御
系の方からしだいに電子化が進み、半導体集積回
路を主とする電子部品が広く用いられる様にな
り、交換機の小型化、高機能化が実現されつつあ
る。
ほとんど占められていた電話交換機は、中央制御
系の方からしだいに電子化が進み、半導体集積回
路を主とする電子部品が広く用いられる様にな
り、交換機の小型化、高機能化が実現されつつあ
る。
しかし、電話交換機の中で加入者線路に直接信
号を送出するトランク類や通話路スイツチ網等
は、取扱う信号レベルが非常に大きいことや、誘
導落雷、電力線との混触事故等により数百ボルト
の過電圧が印加されるので、数ボルト程度の信号
を扱う電子系との親和性が良くないことから電子
化が遅れている。
号を送出するトランク類や通話路スイツチ網等
は、取扱う信号レベルが非常に大きいことや、誘
導落雷、電力線との混触事故等により数百ボルト
の過電圧が印加されるので、数ボルト程度の信号
を扱う電子系との親和性が良くないことから電子
化が遅れている。
第１図は交換機の通話電流供給トランクに用い
られていた、電磁部品による電流供給回路の一例
である。
られていた、電磁部品による電流供給回路の一例
である。
通話電流供給トランク内の電池１からリレー
（RLY）２を通して加入者線路〔電池線（Ａ）、
接地線（Ｂ）〕を経て加入者端末（TEL）５に通
話電流が供給される。リレー（RLY）２は加入
者端末（TEL）５の空き状態、使用状態、を検
出するための電流検出機能を持ち、その抵抗は線
路が地絡障害時の電流制限から440Ωが一般的で
ある。リレーを用いることで音声信号に対してハ
イインピーダンスに出来、通話品質の劣化が抑え
られる。また、局内の電池１の電圧は、加入者端
末（TEL）５内の送話器が動作するに必要な最
低直流電流20mAを加入者線路の最大抵抗1700Ω
の条件で供給するために、例えば−48Vと高電圧
に設定される。加入者線路抵抗は線路長によつて
最低0Ωになる事があるため通話電流は最大
120mAまで増大する。従つて、第１図に示した
回路の電子化にあたつては、前述した扱う信号レ
ベルが大きいという問題の他に、電流供給回路
６′内での消費電力が極めて大きくなるという問
題があり、電子化つまり半導体集積回路化をさま
たげていた。
（RLY）２を通して加入者線路〔電池線（Ａ）、
接地線（Ｂ）〕を経て加入者端末（TEL）５に通
話電流が供給される。リレー（RLY）２は加入
者端末（TEL）５の空き状態、使用状態、を検
出するための電流検出機能を持ち、その抵抗は線
路が地絡障害時の電流制限から440Ωが一般的で
ある。リレーを用いることで音声信号に対してハ
イインピーダンスに出来、通話品質の劣化が抑え
られる。また、局内の電池１の電圧は、加入者端
末（TEL）５内の送話器が動作するに必要な最
低直流電流20mAを加入者線路の最大抵抗1700Ω
の条件で供給するために、例えば−48Vと高電圧
に設定される。加入者線路抵抗は線路長によつて
最低0Ωになる事があるため通話電流は最大
120mAまで増大する。従つて、第１図に示した
回路の電子化にあたつては、前述した扱う信号レ
ベルが大きいという問題の他に、電流供給回路
６′内での消費電力が極めて大きくなるという問
題があり、電子化つまり半導体集積回路化をさま
たげていた。
従来技術の第１図で示した電流供給回路６′の
消費電力PDC、通話電流ILは、次式であらわされ
る。
消費電力PDC、通話電流ILは、次式であらわされ
る。
IL＝VBB／RL＋Rin ……(1)
PDC＝Rin〔VBB／RL＋Rin〕 ……(2)
但し、RL；加入者端末（TEL）５と加入者線
路の抵抗の和、 Rin；リレー（RLY）の直流内部抵抗、 VBB；電池の電圧、 ここで、VBB，Rinの公称値であるVBB＝48V，
Rin＝440Ωを代入し、RL＝０〜1700Ωに対して試
算すると、第２図の様になる。第２図に示すよう
に、電流供給回路６′は最大で5.4Wの電力消費が
あり、半導体集積回路化によつて、小型化のため
の高密度実装を行う際に放熱をいかに処理するか
が重大な課題となる。従つて電話交換機の電子
化、小型化を効率良く進めて行くには、単に従来
の電磁回路を電子化するだけではなく、何らかの
消費電力低減対策が必要となる。
路の抵抗の和、 Rin；リレー（RLY）の直流内部抵抗、 VBB；電池の電圧、 ここで、VBB，Rinの公称値であるVBB＝48V，
Rin＝440Ωを代入し、RL＝０〜1700Ωに対して試
算すると、第２図の様になる。第２図に示すよう
に、電流供給回路６′は最大で5.4Wの電力消費が
あり、半導体集積回路化によつて、小型化のため
の高密度実装を行う際に放熱をいかに処理するか
が重大な課題となる。従つて電話交換機の電子
化、小型化を効率良く進めて行くには、単に従来
の電磁回路を電子化するだけではなく、何らかの
消費電力低減対策が必要となる。
本発明は上記課題に鑑みて発明されたもので低
消費電力型の電流供給回路を提供することを目的
とする。
消費電力型の電流供給回路を提供することを目的
とする。
上記目的を達成するため本発明は、電話交換機
の局内電源と、負荷としての加入者末端との間に
設けられ、負荷に対して直流電流を供給する電流
供給回路を、負荷に電流を供給する出力用トラン
ジスタ電流増幅器と負荷電圧を検出する２線電圧
検出器と該２線電圧検出器の出力を一方の入力端
子へ入力して上記出力用トランジスタ電流増幅器
を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電流増
幅器と該駆動用トランジスタ電流増幅器の他方の
入力を駆動する定電流源とからなる直流給電回路
と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出回路と、局
内電源と上記直流給電回路の間に直列に挿入され
たスイツチング型DC−DC変換回路とから構成
し、負荷電圧検出回路の制御信号によつて、上記
のDC−DC変換回路の出力電圧を負荷電圧降下と
上記直流給電回路の出力用及び駆動用トランジス
タ電流増幅器を駆動するための最低動作電圧との
和以上となるように制御することとした。
の局内電源と、負荷としての加入者末端との間に
設けられ、負荷に対して直流電流を供給する電流
供給回路を、負荷に電流を供給する出力用トラン
ジスタ電流増幅器と負荷電圧を検出する２線電圧
検出器と該２線電圧検出器の出力を一方の入力端
子へ入力して上記出力用トランジスタ電流増幅器
を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電流増
幅器と該駆動用トランジスタ電流増幅器の他方の
入力を駆動する定電流源とからなる直流給電回路
と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出回路と、局
内電源と上記直流給電回路の間に直列に挿入され
たスイツチング型DC−DC変換回路とから構成
し、負荷電圧検出回路の制御信号によつて、上記
のDC−DC変換回路の出力電圧を負荷電圧降下と
上記直流給電回路の出力用及び駆動用トランジス
タ電流増幅器を駆動するための最低動作電圧との
和以上となるように制御することとした。
直流給電回路をトランジスタ等による電子回路
で構成した場合、トランジスタの電圧降下はかな
らずしも直流等価抵抗×給電電流の電圧を必要と
しない。直流等価抵抗を帰還回路によつて回路的
に実現しているのでトランジスタが動作可能な最
低動作電圧（VCEM；通常は１〜2V）の電圧降下
があれば十分である。まず、電流供給回路を直流
給電回路とスイツチング型DC−DC変換回路を含
む構成とした場合、スイツチング型DC−DC変換
回路の変換効率を高くすることによりその消費電
力の発生はほとんど問題とならなくなるので、直
流給電回路における無効な電圧降下（トランジス
タの最低動作電圧（VCEM）より余分な電圧分；
ΔV）を低減することによつて電流供給回路全体
の消費電力を低下させることができる。
で構成した場合、トランジスタの電圧降下はかな
らずしも直流等価抵抗×給電電流の電圧を必要と
しない。直流等価抵抗を帰還回路によつて回路的
に実現しているのでトランジスタが動作可能な最
低動作電圧（VCEM；通常は１〜2V）の電圧降下
があれば十分である。まず、電流供給回路を直流
給電回路とスイツチング型DC−DC変換回路を含
む構成とした場合、スイツチング型DC−DC変換
回路の変換効率を高くすることによりその消費電
力の発生はほとんど問題とならなくなるので、直
流給電回路における無効な電圧降下（トランジス
タの最低動作電圧（VCEM）より余分な電圧分；
ΔV）を低減することによつて電流供給回路全体
の消費電力を低下させることができる。
本発明では、特に直流給電回路を上記の如く構
成し、かつ負荷電圧検出回路を設けてその制御信
号によつて、DC−DC変換回路の出力電圧
（VOUT）を、負荷電圧降下（VL）と出力用及び、
駆動用トランジスタ電流増幅器の最低動作電圧
（VCEM）との和以上となるように制御することに
より、 ΔV＝VOUT−VL−VCEM≧０ として直流給電回路における無効な電圧降下を低
減させることができる。
成し、かつ負荷電圧検出回路を設けてその制御信
号によつて、DC−DC変換回路の出力電圧
（VOUT）を、負荷電圧降下（VL）と出力用及び、
駆動用トランジスタ電流増幅器の最低動作電圧
（VCEM）との和以上となるように制御することに
より、 ΔV＝VOUT−VL−VCEM≧０ として直流給電回路における無効な電圧降下を低
減させることができる。
以下、図面に示した実施例によつて本発明を詳
細に説明する。
細に説明する。
第３図は本発明の基本原理を説明するためのブ
ロツク構成図であり、１は電源（VBB）、３，４
は線路抵抗、５は加入者端末（TEL）、６は電流
供給回路、７は負荷電圧検出回路、９はDC−DC
変換回路、８は直流給電回路である。
ロツク構成図であり、１は電源（VBB）、３，４
は線路抵抗、５は加入者端末（TEL）、６は電流
供給回路、７は負荷電圧検出回路、９はDC−DC
変換回路、８は直流給電回路である。
以下にその動作を説明する。直流給電回路８
は、DC−DC変換回路９の出力電圧VOUTの変動に
影響されない一定した負荷電流LLを加入者端末
５に供給することを主な目的とするものである。
直流給電回路８の具体的回路構成は、後に第５図
を用いて説明するが、モデル的には同ブロツク内
に示すように２本の抵抗に分けて示されるところ
の直流内部抵抗Rinと、等価内部電源EOとで示さ
れる。DC−DC変換回路９は、電源１の供給する
電圧を直流給電回路８を動作させるのに適した電
圧に変換するためのもので、DC−DC変換回路９
の出力電圧VOUTは、直流給電回路８を動作させ
るための動作電源として用いられる。一方、等価
内部電圧EOは、直流給電回路８内の定電圧源ま
たは定電流源の電圧値または電流値を基準にして
回路的に作られる。従つて、VOUTが直流給電回
路８の最低動作電圧VCEM＋負荷電圧降下VL以上
の値であれば、VOUTの変動は、FOの値に影響せ
ず、加入者端末５や線路抵抗３，４を流れる負荷
電流ILも、VOUTの変動にかかわらず、EOとRin及
び線路抵抗３，４と加入者端末５の抵抗値により
決定される一定値となる。
は、DC−DC変換回路９の出力電圧VOUTの変動に
影響されない一定した負荷電流LLを加入者端末
５に供給することを主な目的とするものである。
直流給電回路８の具体的回路構成は、後に第５図
を用いて説明するが、モデル的には同ブロツク内
に示すように２本の抵抗に分けて示されるところ
の直流内部抵抗Rinと、等価内部電源EOとで示さ
れる。DC−DC変換回路９は、電源１の供給する
電圧を直流給電回路８を動作させるのに適した電
圧に変換するためのもので、DC−DC変換回路９
の出力電圧VOUTは、直流給電回路８を動作させ
るための動作電源として用いられる。一方、等価
内部電圧EOは、直流給電回路８内の定電圧源ま
たは定電流源の電圧値または電流値を基準にして
回路的に作られる。従つて、VOUTが直流給電回
路８の最低動作電圧VCEM＋負荷電圧降下VL以上
の値であれば、VOUTの変動は、FOの値に影響せ
ず、加入者端末５や線路抵抗３，４を流れる負荷
電流ILも、VOUTの変動にかかわらず、EOとRin及
び線路抵抗３，４と加入者端末５の抵抗値により
決定される一定値となる。
すなわち、直流給電回路８の負荷に対する給電
特性は、VOUTに対し独立に次式の様に与えられ
る。
特性は、VOUTに対し独立に次式の様に与えられ
る。
IL＝EO／RL＋Rin ……(3)
ここでEOとRinは回路的に定まる定数であり、
負荷抵抗RLは加入者端末（TEL）５と線路抵抗
３，４の直流抵抗分の和である。
負荷抵抗RLは加入者端末（TEL）５と線路抵抗
３，４の直流抵抗分の和である。
以下に第３図の原理説明を行う。電流供給回路
６に線路抵抗３，４を介して加入者端末（TEL）
５が接続されると、負荷電流ILが直流給電回路８
より流れる。
６に線路抵抗３，４を介して加入者端末（TEL）
５が接続されると、負荷電流ILが直流給電回路８
より流れる。
後述する直流供給回路８の具体的回路構成例
（第５図−直流給電回路１０）の説明より明らか
なように、直流給電回路８の電圧降下はDC−DC
変換回路９の出力電圧VOUTから負荷抵抗RLによ
る電圧降下VL＝IL・RLを差し引いたVOUT−VLと
なる。
（第５図−直流給電回路１０）の説明より明らか
なように、直流給電回路８の電圧降下はDC−DC
変換回路９の出力電圧VOUTから負荷抵抗RLによ
る電圧降下VL＝IL・RLを差し引いたVOUT−VLと
なる。
負荷抵抗RLが０に近づくと、直流給電回路８
の電圧降下（VOUT−VL＝VOUT−IL・RL）は増大
し、負荷電流ILの(3)式よりわかるように増大する
ので、特にDC−DC変換回路９の出力電圧VOUTを
下げない限り直流給電回路８の消費電力は増大す
る。とことが後述の第１の実施例で述べるよう
に、直流給電回路８を電子回路で構成すると、そ
の動作にはかならずしも大きな電圧降下は必要で
なく、回路を構成するトランジスタが飽和しない
程度の小さな電圧降下（〜数ボルト）で十分であ
る。この電圧を直流給電回路８の最低動作電圧
VCEMとすると無効な（直流給電回路の動作に必
ずしも必要でない）電圧降下ΔV＝VOUT−VL−
VCEMが発生していることになり、このΔVの値
は、VL＝IL・RLの関係により、負荷抵抗RLが小
さいほど大きくなる。従つて負荷電圧（VL）を
検出して直流給電回路８の無効な電圧降下ΔVを
下げるように、DC−DC変換回路９の出力電圧
VOUTを下げるよう制御すれば、消費電力が低減
される。すなわち無効な電圧降下ΔV≧０となる
ように、負荷電圧（VL）の変動に応じてDC−
DC変換回路９の出力電圧を発生させる。これを
定量的に示すと次式となる。
の電圧降下（VOUT−VL＝VOUT−IL・RL）は増大
し、負荷電流ILの(3)式よりわかるように増大する
ので、特にDC−DC変換回路９の出力電圧VOUTを
下げない限り直流給電回路８の消費電力は増大す
る。とことが後述の第１の実施例で述べるよう
に、直流給電回路８を電子回路で構成すると、そ
の動作にはかならずしも大きな電圧降下は必要で
なく、回路を構成するトランジスタが飽和しない
程度の小さな電圧降下（〜数ボルト）で十分であ
る。この電圧を直流給電回路８の最低動作電圧
VCEMとすると無効な（直流給電回路の動作に必
ずしも必要でない）電圧降下ΔV＝VOUT−VL−
VCEMが発生していることになり、このΔVの値
は、VL＝IL・RLの関係により、負荷抵抗RLが小
さいほど大きくなる。従つて負荷電圧（VL）を
検出して直流給電回路８の無効な電圧降下ΔVを
下げるように、DC−DC変換回路９の出力電圧
VOUTを下げるよう制御すれば、消費電力が低減
される。すなわち無効な電圧降下ΔV≧０となる
ように、負荷電圧（VL）の変動に応じてDC−
DC変換回路９の出力電圧を発生させる。これを
定量的に示すと次式となる。
VOUT≧VL＋VCEM ……（3a）
式（3a）を満足するように負荷電圧VLを検出
して、これを制御入力としてDC−DC変換回路９
の出力電圧VOUTを制御すれば、直流給電回路８
の無効な電圧降下を下げることが可能となる。
して、これを制御入力としてDC−DC変換回路９
の出力電圧VOUTを制御すれば、直流給電回路８
の無効な電圧降下を下げることが可能となる。
次いでDC−DC変換回路の動作原理について第
４図を用いて説明する。
４図を用いて説明する。
図においてDC−DC変換回路９内の誤差増幅器
COPMの一方の端子（比較側端子）にはDC−DC
変換部９′の出力が抵抗Ｒを介して接続されてお
り、また他方の端子（基準側端子）には基準電圧
源VREFが接続されている。DC−DC変換部９′は、
例えばその出力電圧がスイツチング周波数で変化
するような周知の回路であり、両入力端子にあら
われる電圧がほぼ等しくなるように制御されてい
る。比較側端子には負荷電流に比例した電流ISが
流入する。平衡状態では誤差増幅器COMPの比
較側端子と基準側端子の電位差がほぼ“０”とな
るという条件より、検出電流ISとDC−DC変換回
路９の出力電圧VOUTの関係は、VBBを基準として
考えると次式となる。
COPMの一方の端子（比較側端子）にはDC−DC
変換部９′の出力が抵抗Ｒを介して接続されてお
り、また他方の端子（基準側端子）には基準電圧
源VREFが接続されている。DC−DC変換部９′は、
例えばその出力電圧がスイツチング周波数で変化
するような周知の回路であり、両入力端子にあら
われる電圧がほぼ等しくなるように制御されてい
る。比較側端子には負荷電流に比例した電流ISが
流入する。平衡状態では誤差増幅器COMPの比
較側端子と基準側端子の電位差がほぼ“０”とな
るという条件より、検出電流ISとDC−DC変換回
路９の出力電圧VOUTの関係は、VBBを基準として
考えると次式となる。
VOUT−RIS＝VREF
すなわち VOUT＝VREF＋RIS ……（3b）
検出電流ISは負荷電圧VLに比較しているので、
第４図の回路を用いれば、負荷電圧VLが減少す
る時DC−DC変換回路９の出力電圧VOUTも下げる
ように自動制御することが可能であることが、
（3b）式よりわかる。
第４図の回路を用いれば、負荷電圧VLが減少す
る時DC−DC変換回路９の出力電圧VOUTも下げる
ように自動制御することが可能であることが、
（3b）式よりわかる。
また、DC−DC変換回路は注意深く設計すれ
ば、その変換効率は70〜80％が得られ、従つてこ
の部分での消費電力の発生はほとんど問題になら
ない。
ば、その変換効率は70〜80％が得られ、従つてこ
の部分での消費電力の発生はほとんど問題になら
ない。
さて第３図で説明したように、直流給電回路８
の消費電力を低減するには、この回路の無効電圧
ΔVを下げれば良く、そのための負荷電圧VLによ
るDC−DC変換回路９の出力電圧VOUTの制御式は
（3b）式で与えられることをすでに述べた。この
目的のためには、第４図のDC−DC変換回路の定
数の次式のように定めれば良いことが（３ａ），
（３ｂ）式を比較することによりわかるであろう。
の消費電力を低減するには、この回路の無効電圧
ΔVを下げれば良く、そのための負荷電圧VLによ
るDC−DC変換回路９の出力電圧VOUTの制御式は
（3b）式で与えられることをすでに述べた。この
目的のためには、第４図のDC−DC変換回路の定
数の次式のように定めれば良いことが（３ａ），
（３ｂ）式を比較することによりわかるであろう。
VREF≧VCEM ……（3c）
VL＝RIS ……（3d）
以上述べてきた手法によつて、直流給電回路８
の無効電圧が低減されこれにより、電流供給回路
６の消費電力が低減される。
の無効電圧が低減されこれにより、電流供給回路
６の消費電力が低減される。
なお、以上の説明では直流給電回路８の無効電
圧を単に低減する場合についてのみ述べた。この
無効電圧を負荷抵抗の変動にかかわらず常にほぼ
“０”にするように制御すれば、最大の消費電力
低減効果が得られるのはいうまでもない。本発明
はこのように制御することは勿論可能で、このた
めには（3c）式よりVREF≒VCEMとなるように定
数を設定すれば良いのは、第３図、第４図で説明
してきた内容より明白である。
圧を単に低減する場合についてのみ述べた。この
無効電圧を負荷抵抗の変動にかかわらず常にほぼ
“０”にするように制御すれば、最大の消費電力
低減効果が得られるのはいうまでもない。本発明
はこのように制御することは勿論可能で、このた
めには（3c）式よりVREF≒VCEMとなるように定
数を設定すれば良いのは、第３図、第４図で説明
してきた内容より明白である。
第５図は第３図で示した負荷電圧検出回路７、
直流給電回路８及びDC−DC変換回路９の具体的
回路例であつて、直流給電回路８の電圧降下が
VCEMに一定となる様に構成したものである。
直流給電回路８及びDC−DC変換回路９の具体的
回路例であつて、直流給電回路８の電圧降下が
VCEMに一定となる様に構成したものである。
以下図面に従い説明する。１０は直流給電回
路、１１は負荷電圧検出回路、１２はDC−DC変
換回路であり、図中左端に示したRLは線路抵抗
と加入者端末の直流抵抗分の和を示すところの負
荷抵抗である。
路、１１は負荷電圧検出回路、１２はDC−DC変
換回路であり、図中左端に示したRLは線路抵抗
と加入者端末の直流抵抗分の和を示すところの負
荷抵抗である。
直流給電回路１０は、各々上下に相補対称な回
路で構成され、負荷に電流を供給する出力用トラ
ンジスタ電流増幅器Q1，R1，R2，とQ1′，R1′，
R2′と、負荷電圧を検出する２線電圧検出器R4，
R5，R4′と、該２線電圧検出器の出力を一方の入
力端子へ入力して前記出力用トランジスタ電流増
幅器を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電
流増幅器Q2，R3，R6，とQ2′，R3′と、抵抗R7，
R7′を介して前記駆動用トランジスタ電流増幅器
の他方の入力を駆動する定電圧源VBとから構成
される。
路で構成され、負荷に電流を供給する出力用トラ
ンジスタ電流増幅器Q1，R1，R2，とQ1′，R1′，
R2′と、負荷電圧を検出する２線電圧検出器R4，
R5，R4′と、該２線電圧検出器の出力を一方の入
力端子へ入力して前記出力用トランジスタ電流増
幅器を駆動する２入力形の駆動用トランジスタ電
流増幅器Q2，R3，R6，とQ2′，R3′と、抵抗R7，
R7′を介して前記駆動用トランジスタ電流増幅器
の他方の入力を駆動する定電圧源VBとから構成
される。
まず、２入力形の駆動用トランジスタ電流増幅
器Q2，R3，R6，とQ2′，R3′の入力にVB→R7→
R6→R7を通つてI2＝VB／（2R7＋R6）の電流が
流れ、これが駆動用トランジスタ電流増幅器でβ2
＝R6／（R5＋2R3）倍され、前記出力用トランジ
スタ電流増幅器の入力電流となり、これが更にβ1
＝（R2／R1）倍されて負荷RLと２線電圧検出器
R4，R5，R4′に分流される。この分流電流を夫々
IL，Idとすると、２線電圧検出器R5の両端にはR5
（I2＋Id）の電圧降下が生じる。分流電流Idは駆
動用トランジスタ電流増幅器の入力に流れる電流
I2と同方向に流れるので、結局、駆動用トランジ
スタ電流増幅器の入力電流IiはI2より少なくなり、 Ii＝（VB−R5Id）／（R6＋2R7） となる。今負荷RLの値が増加すると分流電流Id
が増加し、入力電流Iiが減少し、これがβ1β2倍さ
れてIL＋Idの値が減少することになる。すなわ
ち、R4→β2→R2→β1のループは負帰還回路を構
成している。従つて、負荷側より直流給電回路側
をみた等価直流抵抗は負帰還の量を変化すること
によつて自由に設定できる。抵抗R5の値を大き
くする程、この負帰還作用が大となり、また電流
増幅率β1，β2を大きくしても負帰還作用が大とな
り、等価直流抵抗は減少する。R5＝０と設定す
れば、負帰還作用は０となり、等価出力抵抗は電
流増幅率β1，β2の値にかかわらず 2R4となる。もし、容量C1が音声信号に対して
十分低インピーダンスになるように選べば、音声
信号は容量C1のバイパスされて負帰還作用がな
くなり、前記のR5＝０の場合と等価になり、等
価出力抵抗は2R4となる。
器Q2，R3，R6，とQ2′，R3′の入力にVB→R7→
R6→R7を通つてI2＝VB／（2R7＋R6）の電流が
流れ、これが駆動用トランジスタ電流増幅器でβ2
＝R6／（R5＋2R3）倍され、前記出力用トランジ
スタ電流増幅器の入力電流となり、これが更にβ1
＝（R2／R1）倍されて負荷RLと２線電圧検出器
R4，R5，R4′に分流される。この分流電流を夫々
IL，Idとすると、２線電圧検出器R5の両端にはR5
（I2＋Id）の電圧降下が生じる。分流電流Idは駆
動用トランジスタ電流増幅器の入力に流れる電流
I2と同方向に流れるので、結局、駆動用トランジ
スタ電流増幅器の入力電流IiはI2より少なくなり、 Ii＝（VB−R5Id）／（R6＋2R7） となる。今負荷RLの値が増加すると分流電流Id
が増加し、入力電流Iiが減少し、これがβ1β2倍さ
れてIL＋Idの値が減少することになる。すなわ
ち、R4→β2→R2→β1のループは負帰還回路を構
成している。従つて、負荷側より直流給電回路側
をみた等価直流抵抗は負帰還の量を変化すること
によつて自由に設定できる。抵抗R5の値を大き
くする程、この負帰還作用が大となり、また電流
増幅率β1，β2を大きくしても負帰還作用が大とな
り、等価直流抵抗は減少する。R5＝０と設定す
れば、負帰還作用は０となり、等価出力抵抗は電
流増幅率β1，β2の値にかかわらず 2R4となる。もし、容量C1が音声信号に対して
十分低インピーダンスになるように選べば、音声
信号は容量C1のバイパスされて負帰還作用がな
くなり、前記のR5＝０の場合と等価になり、等
価出力抵抗は2R4となる。
詳細な解析の結果、この直流給電回路１０の給
電特性は、次式であらわされる。但し、トランジ
スタのhFEは無限大、動作時のベース・エミツタ
間電圧VBE≒０とする。
電特性は、次式であらわされる。但し、トランジ
スタのhFEは無限大、動作時のベース・エミツタ
間電圧VBE≒０とする。
IL＝EO／RL＋Rin (4)
ここで、
EO＝VBR72R4R2／R1＋R5（１＋R2／R1）／R6＋2R72R3
＋R5（１＋R2／R1）(5) Rin＝2R42R3＋R5（１＋R3／R4）／2R3＋R5（１＋R2／
R1）(6) 但しR1＝R1′，R2＝R2′，R3＝R3′，R4＝R4′，
R7＝R7′である。
＋R5（１＋R2／R1）(5) Rin＝2R42R3＋R5（１＋R3／R4）／2R3＋R5（１＋R2／
R1）(6) 但しR1＝R1′，R2＝R2′，R3＝R3′，R4＝R4′，
R7＝R7′である。
式(5)、(6)に示す様に、直流給電回路１０の等価
内部電圧EOと直流内部抵抗Rinは、回路定数によ
つて定まる定数となる。
内部電圧EOと直流内部抵抗Rinは、回路定数によ
つて定まる定数となる。
(4)式で示すように、直流給電回路１０より流れ
でる負荷電流ILは、VOUTの項を含まれないので、
DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTに依存しな
い。但し、直流給電回路を構成するトランジスタ
の動作電圧が確保されている場合に限る。
でる負荷電流ILは、VOUTの項を含まれないので、
DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTに依存しな
い。但し、直流給電回路を構成するトランジスタ
の動作電圧が確保されている場合に限る。
回路定数を適切に選ぶ事によつて、直流給電回
路１０の電圧降下の大部分をトランジスタQ1，
Q2，Q1′，Q2′のコレクタ・ベース間で負担させ
ることが可能である。(5)式(4)式よりわかるよう
に、これらトランジスタのコレクタ・エミツタ間
電圧は給電特性に無関係であるので、これらトラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ間電圧を、トラン
ジスタが飽和しない程度まで下げて使用すること
が可能である。
路１０の電圧降下の大部分をトランジスタQ1，
Q2，Q1′，Q2′のコレクタ・ベース間で負担させ
ることが可能である。(5)式(4)式よりわかるよう
に、これらトランジスタのコレクタ・エミツタ間
電圧は給電特性に無関係であるので、これらトラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ間電圧を、トラン
ジスタが飽和しない程度まで下げて使用すること
が可能である。
すなわち、DC−DC変換回路１２の出力電圧
VOUTを下げることにより、(4)式で示した給電特
性を保持したまま、上述のトランジスタのコレク
タ・エミツタ間電圧を下げることが可能で、これ
により直流給電回路１０の電圧降下を下げること
ができる。なおトランジスタが飽和するコレク
タ・エミツタ間電圧は〜１ボルトであり、従つて
直流給電回路１０の電圧降下は〜２ボルトまで下
げることが可能である。この電圧が最低動作電圧
VCEMとなる。
VOUTを下げることにより、(4)式で示した給電特
性を保持したまま、上述のトランジスタのコレク
タ・エミツタ間電圧を下げることが可能で、これ
により直流給電回路１０の電圧降下を下げること
ができる。なおトランジスタが飽和するコレク
タ・エミツタ間電圧は〜１ボルトであり、従つて
直流給電回路１０の電圧降下は〜２ボルトまで下
げることが可能である。この電圧が最低動作電圧
VCEMとなる。
以下に第５図全体の動作説明をする。
負荷電圧検出回路１１は、トランジスタQ3と
Q4、ダイオードD1，D2と抵抗R8，R9，R8′，R10
によつて構成される。負荷抵抗RLの両端に発生
した負荷電圧VLに比例した電流は抵抗R8，R9，
R8′を流れ、これに比例した電流がトランジスタ
Q3とQ4、ダイオードD1，D2による電流ミラー作
用によつてトランジスタQ4のコレクタに流れる。
この結果抵抗R15の両端に負荷電圧VLに比例した
電圧VR15を発生する。
Q4、ダイオードD1，D2と抵抗R8，R9，R8′，R10
によつて構成される。負荷抵抗RLの両端に発生
した負荷電圧VLに比例した電流は抵抗R8，R9，
R8′を流れ、これに比例した電流がトランジスタ
Q3とQ4、ダイオードD1，D2による電流ミラー作
用によつてトランジスタQ4のコレクタに流れる。
この結果抵抗R15の両端に負荷電圧VLに比例した
電圧VR15を発生する。
詳細には、VR15は次式となる。
VR15＝R15／R10・R6／2R8＋R9VL ……(7)
但し、R8′＝R8
すなわち、DC−DC変換回路１２の制御入力端
子Ｃに、負荷電圧VLに比例した電圧を発生させ
る。
子Ｃに、負荷電圧VLに比例した電圧を発生させ
る。
なお負荷電圧検出回路１１は、検出抵抗R8，
R9，R8′による負荷効果を直流給電回路１０に及
ぼすが、R8＋R9＋R8′の抵抗値をその直流内部抵
抗Rinに対して十分大きく選べは、負荷効果は無
視できるので問題はない。
R9，R8′による負荷効果を直流給電回路１０に及
ぼすが、R8＋R9＋R8′の抵抗値をその直流内部抵
抗Rinに対して十分大きく選べは、負荷効果は無
視できるので問題はない。
DC−DC変換回路１２は電流入力による出力電
圧の制御機能を有するものである。このうち、電
圧比較器（誤差増幅器）COMPとスイツチング
トランジスタQ7は、チヨークコイルLdや平滑容
量Cd等で定まる周波数で自励発振を行なう。抵
抗R13，R14は発振の安定化のために設けたもの
である。ダイオード・Ddは、トランジスタQ7の
オフ期間中にチヨークコイルLdの逆流電流を負
荷側に転流するためのものである。
圧の制御機能を有するものである。このうち、電
圧比較器（誤差増幅器）COMPとスイツチング
トランジスタQ7は、チヨークコイルLdや平滑容
量Cd等で定まる周波数で自励発振を行なう。抵
抗R13，R14は発振の安定化のために設けたもの
である。ダイオード・Ddは、トランジスタQ7の
オフ期間中にチヨークコイルLdの逆流電流を負
荷側に転流するためのものである。
電圧比較器COMPの電圧利得が十分大きいの
で、動作状態では電圧比較器COMPの（−）入
力側と（＋）入力側の電位差が“≒０”となる条
件から、DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTは
次の様に定まる。
で、動作状態では電圧比較器COMPの（−）入
力側と（＋）入力側の電位差が“≒０”となる条
件から、DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTは
次の様に定まる。
(i) 電圧比較器COMPの（−）入力電圧は、
VOUTR11／R11＋R12−VBB ……(8)
(ii) トランジスタQ7のエミツタ電圧は、
VR15＋VREF−VBB＝・R15／R10・R9／2R8＋R9
・VL＋VREF−VBB ……(9)
(iii) R13は正帰還率を定める抵抗で一般にR14に
くらべて十分小さく選ばれる（〜数百Ω）の
で、トランジスタQ7のエミツタ電位は電圧比
較器COMPの（＋）入力電位と等しくなるこ
とから、式(8)、(9)より、DC−DC変換回路１２
の出力電圧VOUTは次式となる。
くらべて十分小さく選ばれる（〜数百Ω）の
で、トランジスタQ7のエミツタ電位は電圧比
較器COMPの（＋）入力電位と等しくなるこ
とから、式(8)、(9)より、DC−DC変換回路１２
の出力電圧VOUTは次式となる。
VOUT＝（R15／R10）・（R9／2R8＋R9）
・（R11＋R12／R11）・VL＋（R11＋R12／R11）・VR
EF ……(10) 一方負荷抵抗RLの電圧降下は、負荷電流ILによ
つて次式のように変動するので、 VL＝RLIL ……(11) 直流給電回路１０のアクテイブ動作を保障する
最小電圧降下分VCEMと負荷抵抗RLの電圧降下VL
の和が、DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTと
なるようDC−DC変換回路１２を制御すれば、直
流給電回路１０内の電力消費を最小限におさえる
ことができる。すなわちDC−DC変換回路１２の
出力電圧VOUTは次式の様に制御する必要がある。
EF ……(10) 一方負荷抵抗RLの電圧降下は、負荷電流ILによ
つて次式のように変動するので、 VL＝RLIL ……(11) 直流給電回路１０のアクテイブ動作を保障する
最小電圧降下分VCEMと負荷抵抗RLの電圧降下VL
の和が、DC−DC変換回路１２の出力電圧VOUTと
なるようDC−DC変換回路１２を制御すれば、直
流給電回路１０内の電力消費を最小限におさえる
ことができる。すなわちDC−DC変換回路１２の
出力電圧VOUTは次式の様に制御する必要がある。
VOUT＝VCEM＋VL ……(12)
ところが負荷の電圧降下VLは負荷電圧検出回
路１１より検出されるので、結局DC−DC変換回
路１２の出力電圧VOUTを負荷電圧検出回路１１
の制御信号によつて(12)式の関係をみたすように(10)
式の回路定数を設定すればよい。
路１１より検出されるので、結局DC−DC変換回
路１２の出力電圧VOUTを負荷電圧検出回路１１
の制御信号によつて(12)式の関係をみたすように(10)
式の回路定数を設定すればよい。
第１図の従来例の電流供給回路６′では、(1)式
で示されるように負荷電流ILは直接に電源VBBの
影響を受けるので、消費電力を減らすために本発
明の(12)式のごとく、電源電圧を変化させると、こ
れに対応して負荷電流ILが変動するので、所望の
給電特性は得られないが、本発明を構成する電子
化された直流給電回路は、負荷電流ILが電源側の
影響を受けないので、給電特性に支障なく消費電
力の低減化が可能となるのである。
で示されるように負荷電流ILは直接に電源VBBの
影響を受けるので、消費電力を減らすために本発
明の(12)式のごとく、電源電圧を変化させると、こ
れに対応して負荷電流ILが変動するので、所望の
給電特性は得られないが、本発明を構成する電子
化された直流給電回路は、負荷電流ILが電源側の
影響を受けないので、給電特性に支障なく消費電
力の低減化が可能となるのである。
さて、(12)式の制御特性による電流供給回路全体
の消費電力PDCを求めると次式となる。
の消費電力PDCを求めると次式となる。
PDC＝VCEM・IL＋VOUTIL１−η／η
＝VCEM・VBB／η（RL＋Rin）＋RL（VBB／RL＋Rin）2（
１／η−１） ……(13) ここでηはDC−DC変換回路１２の効率であ
る。
１／η−１） ……(13) ここでηはDC−DC変換回路１２の効率であ
る。
従来と同様の条件で本発明による消費電力PDC
の試算を行なうと第６図に示す通りとする。但し
計算条件はVBB＝48V、VCEM＝3V、 η＝0.8、Rin＝440Ωである。第１図の従来回
路での電流供給回路６′の最大消費電力5.4Wに対
し、第５図の本発明の実施例では電流供給回路全
体の最大消費電力は0.5Wとなり、従来に比較し
約1/10に消費電力が低減される。この様に本発明
の回路構成を持つ電流供給回路では消費電力が大
幅に低減され、従来方式で問題となつていた放熱
の問題が解決され、電子化の特性を生かして高密
度実装による電話交換機の小型化が可能となる。
の試算を行なうと第６図に示す通りとする。但し
計算条件はVBB＝48V、VCEM＝3V、 η＝0.8、Rin＝440Ωである。第１図の従来回
路での電流供給回路６′の最大消費電力5.4Wに対
し、第５図の本発明の実施例では電流供給回路全
体の最大消費電力は0.5Wとなり、従来に比較し
約1/10に消費電力が低減される。この様に本発明
の回路構成を持つ電流供給回路では消費電力が大
幅に低減され、従来方式で問題となつていた放熱
の問題が解決され、電子化の特性を生かして高密
度実装による電話交換機の小型化が可能となる。
第５図の直流給電回路１０内の抵抗R1，R1′に
は、負荷電流ILにほぼ等しい電流が流れるが、こ
の抵抗の電圧降下がトランジスタQ1，Q1′の最低
動作電圧にくらべて無視できない場合は、この抵
抗1，R1′による電圧降下（IL・R1）を別途見込ん
でDC−DC変換回路１２の制御特性を設定すれば
良い。すなわちトランジスタQ1とQ1′の最低動作
電圧の和をVCEMとすると、DC−DC変換回路１２
に要求される出力電圧は次式となる。
は、負荷電流ILにほぼ等しい電流が流れるが、こ
の抵抗の電圧降下がトランジスタQ1，Q1′の最低
動作電圧にくらべて無視できない場合は、この抵
抗1，R1′による電圧降下（IL・R1）を別途見込ん
でDC−DC変換回路１２の制御特性を設定すれば
良い。すなわちトランジスタQ1とQ1′の最低動作
電圧の和をVCEMとすると、DC−DC変換回路１２
に要求される出力電圧は次式となる。
VOUT＝VCEM＋VL＋IL・R1 ……(14)
ところが(4)式とVL＝RL・ILよりIL＝EO／Rin−
VL／Rinと求まるので(14)式は次式となる。
VOUT＝VCEM＋（R1／Rin）EO＋（１−R1／RL）VL
……(15)
すなわち、(15)式で示される制御特性と(12)式で示
される制御特性は、VLの係数と定数項の値が変
化しただけで、基本的な特性は同一であるので、
特に回路構成上新規に工夫を要するところはな
い。この様に本発明の電流供給回路では、直流給
電回路内１０のわずかな抵抗電圧降下分を考慮に
入れて電流供給回路の消費電力の最小化をはかる
ことができる。
される制御特性は、VLの係数と定数項の値が変
化しただけで、基本的な特性は同一であるので、
特に回路構成上新規に工夫を要するところはな
い。この様に本発明の電流供給回路では、直流給
電回路内１０のわずかな抵抗電圧降下分を考慮に
入れて電流供給回路の消費電力の最小化をはかる
ことができる。
第７図は本発明の第２の実施例による電流供給
回路である。第７図は、第５図に対して負荷電圧
検出回路の構成を変えている以外は全く同一であ
る。すなわち、第５図では負荷検出回路１１を構
成するトランジスタQ3のコレクタには負荷電圧
に比例した電流が流れるが、トランジスタQ3の
コレクタは接地へ接続されているので、この電流
は接地へ流れていくために検出電流が有効に利用
されていなかつた。第７図ではトランジスタQ3
のコレクタからの検出電流出力はトランジスタ
Q5，Q6とで構成されるカレントミラー回路（ミ
ラー比１：１）の入力（トランジスタQ5のベー
ス、コレクタ）に加えられ、電流反転されてDC
−DC変換回路１２の制御入力（Ｃ）へ加えられ
る。すなわち、トランジスタQ4はPNPタイプで
あり、トランジスタQ3はNPNタイプであるの
で、お互いのコレクタ電流の向きは逆方向である
ため、トランジスタQ3のコレクタ電流の方向を
カレントミラー回路Q5，Q6によつて反転して、
DC−DC変換回路１２の制御入力（Ｃ）の点で電
流加算したわけである。このように第７図の回路
構成により負荷電圧検出電流を有効利用できる利
点が生じる。
回路である。第７図は、第５図に対して負荷電圧
検出回路の構成を変えている以外は全く同一であ
る。すなわち、第５図では負荷検出回路１１を構
成するトランジスタQ3のコレクタには負荷電圧
に比例した電流が流れるが、トランジスタQ3の
コレクタは接地へ接続されているので、この電流
は接地へ流れていくために検出電流が有効に利用
されていなかつた。第７図ではトランジスタQ3
のコレクタからの検出電流出力はトランジスタ
Q5，Q6とで構成されるカレントミラー回路（ミ
ラー比１：１）の入力（トランジスタQ5のベー
ス、コレクタ）に加えられ、電流反転されてDC
−DC変換回路１２の制御入力（Ｃ）へ加えられ
る。すなわち、トランジスタQ4はPNPタイプで
あり、トランジスタQ3はNPNタイプであるの
で、お互いのコレクタ電流の向きは逆方向である
ため、トランジスタQ3のコレクタ電流の方向を
カレントミラー回路Q5，Q6によつて反転して、
DC−DC変換回路１２の制御入力（Ｃ）の点で電
流加算したわけである。このように第７図の回路
構成により負荷電圧検出電流を有効利用できる利
点が生じる。
第８図は本発明の第３の実施例による電流供給
回路である。第８図は、負荷電圧検出回路の回路
構成を、差動増幅器１３と電圧・電流変換回路１
４とで構成した点を除けば第５図と全く同一であ
る。すなわち、第８図の負荷電圧検出の方法は、
抵抗R20，R22，R23によつて分圧された負荷電圧
を差動増幅器１３の（＋）入力と（−）入力に加
える。差動増幅器１３では平衡入力の形で加えら
れた負荷電圧に比例した電圧を不平衡出力に変換
して電圧出力の形でその出力端子に発生する。電
圧・電流変換回路１４では電圧入力を電流出力の
形に変換するので、結局DC−DC変換回路１２の
制御入力（Ｃ）には、負荷電圧に比例した電流入
力が加えられる。差動増幅器１３や電圧・電流変
換回路は公知の演算増幅器を用いて容易に構成出
来るので説明を省略する。このように第８図の回
路構成では、演算増幅器を基本とした回路構成に
よつて負荷電圧検出回路を構成するので、極めて
高精度に負荷電圧を検出することが可能となり、
DC−DC変換回路１２の出力電圧制御を高精度に
行なうことができる。
回路である。第８図は、負荷電圧検出回路の回路
構成を、差動増幅器１３と電圧・電流変換回路１
４とで構成した点を除けば第５図と全く同一であ
る。すなわち、第８図の負荷電圧検出の方法は、
抵抗R20，R22，R23によつて分圧された負荷電圧
を差動増幅器１３の（＋）入力と（−）入力に加
える。差動増幅器１３では平衡入力の形で加えら
れた負荷電圧に比例した電圧を不平衡出力に変換
して電圧出力の形でその出力端子に発生する。電
圧・電流変換回路１４では電圧入力を電流出力の
形に変換するので、結局DC−DC変換回路１２の
制御入力（Ｃ）には、負荷電圧に比例した電流入
力が加えられる。差動増幅器１３や電圧・電流変
換回路は公知の演算増幅器を用いて容易に構成出
来るので説明を省略する。このように第８図の回
路構成では、演算増幅器を基本とした回路構成に
よつて負荷電圧検出回路を構成するので、極めて
高精度に負荷電圧を検出することが可能となり、
DC−DC変換回路１２の出力電圧制御を高精度に
行なうことができる。
第９図は本発明の第４の実施例による電流供給
回路である。第９図は、負荷電圧検出回路１１′
の仮想接地点（Ｅ）を新たに設けたVBB′／２回
路１６の中間電位点（Ｄ）（以下中点と呼ぶ）に
接続した点を除けば、第７図と全く同一である。
ここでVBB／２回路は、DC−DC変換回路１２の
出力電圧の1/2の電圧を発生する回路である。
回路である。第９図は、負荷電圧検出回路１１′
の仮想接地点（Ｅ）を新たに設けたVBB′／２回
路１６の中間電位点（Ｄ）（以下中点と呼ぶ）に
接続した点を除けば、第７図と全く同一である。
ここでVBB／２回路は、DC−DC変換回路１２の
出力電圧の1/2の電圧を発生する回路である。
第７図の負荷電圧検出回路１１は、同相モード
電圧に対して、入力抵抗が無限大（仮想接地点が
接地されていない）に見えるので、同相モード電
圧に対して全く検出感度を示さない反面、第９図
の負荷電圧検出回路１１′はその仮想接地点（Ｅ）
がVBB′／２回路１６の中点（Ｄ）に接続されて
いるため、同相モード電圧に対しても通常の差動
モード電圧と同一の検出感度を示す。然るに加入
者線側に障害があり、電流供給回路の（Ａ）点が
直接接地気落ち（以下地絡と呼ぶ）した場合を想
定すると、地絡状態では電流供給回路の（Ａ），
（Ｂ）点には差動電圧成分の他の同相電圧成分が
加わるために、第７図の負荷電圧検出回路１１は
十分な検出出力が得られず、この結果、DC−DC
変換回路１２の出力電圧VOUTを正確に制御出来
なくなり、従つて、直流給電回路１０内での電力
消費が増すので、地絡のような障害時には別途に
保護回路が必要となるが、第９図の構成の負荷電
圧検出回路１１では、同相モード電圧に対しても
十分な検出感度があるので、特に障害時に対する
保護回路を設ける必要はない利点がある。
電圧に対して、入力抵抗が無限大（仮想接地点が
接地されていない）に見えるので、同相モード電
圧に対して全く検出感度を示さない反面、第９図
の負荷電圧検出回路１１′はその仮想接地点（Ｅ）
がVBB′／２回路１６の中点（Ｄ）に接続されて
いるため、同相モード電圧に対しても通常の差動
モード電圧と同一の検出感度を示す。然るに加入
者線側に障害があり、電流供給回路の（Ａ）点が
直接接地気落ち（以下地絡と呼ぶ）した場合を想
定すると、地絡状態では電流供給回路の（Ａ），
（Ｂ）点には差動電圧成分の他の同相電圧成分が
加わるために、第７図の負荷電圧検出回路１１は
十分な検出出力が得られず、この結果、DC−DC
変換回路１２の出力電圧VOUTを正確に制御出来
なくなり、従つて、直流給電回路１０内での電力
消費が増すので、地絡のような障害時には別途に
保護回路が必要となるが、第９図の構成の負荷電
圧検出回路１１では、同相モード電圧に対しても
十分な検出感度があるので、特に障害時に対する
保護回路を設ける必要はない利点がある。
以上説明したように、本発明によれば、低消費
電力型の電子化に適した電流供給回路が実現でき
る。
電力型の電子化に適した電流供給回路が実現でき
る。
第１図は従来の電流供給回路、第２図は第１図
の回路による通話電流及び消費電力の負荷依存特
性図、第３図は本発明の第１の実施例による電流
供給回路のブロツク構成図、第４図は本発明に用
いられるDC−DC変換回路の構成図、第５図は第
３図に示した電流供給回路の具体的回路例を示す
図、第６図は第５図の回路による通話電流及び消
費電力の負荷依存特性図、第７図は負荷電圧検出
回路を改良した本発明の第２の実施例の構成図、
第８図は演算増幅器によつて負荷電圧検出回路を
構成した本発明の第３の実施例の構成図、第９図
は同相モード電圧に対しても検出感度を持つよう
負荷電圧検出回路を構成した本発明の第４の実施
例の構成図である。 １……電源、３，４……加入者線路抵抗、５…
…加入者端末（TEL）、６……電流供給回路、
７，１１，１１′……負荷電圧検出回路、１０…
…直流給電回路、９，１２……DC−DC変換回
路、１３……差動増幅器、１４……電圧・電流交
換器、１６……中点電圧発生回路。
の回路による通話電流及び消費電力の負荷依存特
性図、第３図は本発明の第１の実施例による電流
供給回路のブロツク構成図、第４図は本発明に用
いられるDC−DC変換回路の構成図、第５図は第
３図に示した電流供給回路の具体的回路例を示す
図、第６図は第５図の回路による通話電流及び消
費電力の負荷依存特性図、第７図は負荷電圧検出
回路を改良した本発明の第２の実施例の構成図、
第８図は演算増幅器によつて負荷電圧検出回路を
構成した本発明の第３の実施例の構成図、第９図
は同相モード電圧に対しても検出感度を持つよう
負荷電圧検出回路を構成した本発明の第４の実施
例の構成図である。 １……電源、３，４……加入者線路抵抗、５…
…加入者端末（TEL）、６……電流供給回路、
７，１１，１１′……負荷電圧検出回路、１０…
…直流給電回路、９，１２……DC−DC変換回
路、１３……差動増幅器、１４……電圧・電流交
換器、１６……中点電圧発生回路。
Claims (1)
- １ 電話交換機の局内電源と、負荷としての加入
者端末との間に設けられ、負荷に対して直流電流
を供給する電流供給回路において、負荷に電流を
供給する出力用トランジスタ電流増幅器と負荷電
圧を検出する２線電圧検出器と該２線電圧検出器
の出力を一方の入力端子へ入力して上記出力用ト
ランジスタ電流増幅器を駆動する２入力形の駆動
用トランジスタ電流増幅器と該駆動用トランジス
タ電流増幅器の他方の入力を駆動する定電流源と
からなる直流給電回路と、負荷電圧を検出する負
荷電圧検出回路と、局内電源と上記の直流給電回
路の間に直列に挿入されたスイツチング型DC−
DC変換回路とから成り、上記負荷電圧検出回路
の制御信号によつて、上記スイツチング型DC−
DC変換回路の出力電圧を負荷電圧降下と上記直
流給電回路の出力用及び駆動用トランジスタ電流
増幅器に駆動するための最低動作電圧との和以上
となるように制御することにより、上記直流給電
回路の消費電力を低減するように構成したことを
特徴とする電流供給回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024681A JPS57125421A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
| DE8282100516T DE3264466D1 (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| EP82100516A EP0057009B1 (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| US06/342,791 US4465967A (en) | 1981-01-28 | 1982-01-26 | Current supply circuit |
| CA000395064A CA1175898A (en) | 1981-01-28 | 1982-01-27 | Current supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024681A JPS57125421A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57125421A JPS57125421A (en) | 1982-08-04 |
| JPH0566059B2 true JPH0566059B2 (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=11744944
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1024681A Granted JPS57125421A (en) | 1981-01-28 | 1981-01-28 | Current supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57125421A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5399821A (en) * | 1977-02-14 | 1978-08-31 | Hitachi Ltd | Switching regulator |
-
1981
- 1981-01-28 JP JP1024681A patent/JPS57125421A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57125421A (en) | 1982-08-04 |
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