JPS6377246A - デイジタル位相変調回路 - Google Patents
デイジタル位相変調回路Info
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- JPS6377246A JPS6377246A JP22091186A JP22091186A JPS6377246A JP S6377246 A JPS6377246 A JP S6377246A JP 22091186 A JP22091186 A JP 22091186A JP 22091186 A JP22091186 A JP 22091186A JP S6377246 A JPS6377246 A JP S6377246A
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- JP
- Japan
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- output
- digital
- polarity
- phase modulation
- phase
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
ディジタル位相変調回路であって、人力ディジタル信号
に帯域制限を加えるディジタルローパスフィルタからの
出力の極性ビットと１殿送波を発生する発振器からの出
力との排他的論理和をとることにより位相反転を生じさ
せ所要の位相変調波を得るものであり、これにより搬送
波の周波数を従来よりも高くすることを可能とする。
に帯域制限を加えるディジタルローパスフィルタからの
出力の極性ビットと１殿送波を発生する発振器からの出
力との排他的論理和をとることにより位相反転を生じさ
せ所要の位相変調波を得るものであり、これにより搬送
波の周波数を従来よりも高くすることを可能とする。
本発明はディジタル位相変調回路に関する。
近年のコンピュータシステムの拡大により、遠隔端末装
置等とのデータの授受の必要性が高まり、このためディ
ジタルデータ伝送系の重要度が増しつつある。−最にデ
ィジタルデータを搬送波に乗せて伝送するのに、振幅変
調、周波数変調、位相変調等が用いられるが、本発明で
はこのうち位相変調に基づくディジタル変調回路につい
て言及する。このディジタル位相変調回路は、特に無線
によるデータ伝送に適している。
置等とのデータの授受の必要性が高まり、このためディ
ジタルデータ伝送系の重要度が増しつつある。−最にデ
ィジタルデータを搬送波に乗せて伝送するのに、振幅変
調、周波数変調、位相変調等が用いられるが、本発明で
はこのうち位相変調に基づくディジタル変調回路につい
て言及する。このディジタル位相変調回路は、特に無線
によるデータ伝送に適している。
第６図は従来のディジタル位相変調回路の一例を示す図
である。本図において、ディジタル位相変調回路１０は
、ディジタル位相変調すべきディジタル人力信号Ｓ ｉ
ｎを受信して、位相変調出力Ｓ ｏｕｔを送出する。信
号Ｓ１．、はまず、ディジタルローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１１に印加され、ここで一定の帯域制限を加えたの
ち（図中のｆＢ参照）、乗算器１３に入力する。乗算３
ｔ ３は他方、搬送波発生器１２からの符号化された搬
送波ＣＲ’（周波数ｒ′。）を受信し、ＣＲ’とローパ
スフィルタ１１の出力との乗′Ｔ、′１を行う。ここに
ディジタル変調がなされる。
である。本図において、ディジタル位相変調回路１０は
、ディジタル位相変調すべきディジタル人力信号Ｓ ｉ
ｎを受信して、位相変調出力Ｓ ｏｕｔを送出する。信
号Ｓ１．、はまず、ディジタルローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１１に印加され、ここで一定の帯域制限を加えたの
ち（図中のｆＢ参照）、乗算器１３に入力する。乗算３
ｔ ３は他方、搬送波発生器１２からの符号化された搬
送波ＣＲ’（周波数ｒ′。）を受信し、ＣＲ’とローパ
スフィルタ１１の出力との乗′Ｔ、′１を行う。ここに
ディジタル変調がなされる。
穀送波発生器１２は、一定のクロックを供給するクロッ
ク発生器１６と接続し、そのクロック出力ＣＬ（周波数
ｆｓ）を用いてサンプリング周波Ｏｒｓでのサンプリン
グにより符号化されたけ送ａｌｃＲ’を生成する。この
Ｊｆ々送波ＣＲ’は、アナログとしては正弦波を表す。
ク発生器１６と接続し、そのクロック出力ＣＬ（周波数
ｆｓ）を用いてサンプリング周波Ｏｒｓでのサンプリン
グにより符号化されたけ送ａｌｃＲ’を生成する。この
Ｊｆ々送波ＣＲ’は、アナログとしては正弦波を表す。
乗算器１３からの出力は、ディジタル／アナログ（Ｄ／
Ａ）変換３１４によってアナログ出力に変換され、この
アナログ出力のうち所要の帯域成分をローパスフィルタ
ー５によって取出し、目的とする位相変調出力Ｓ′。、
を得る。
Ａ）変換３１４によってアナログ出力に変換され、この
アナログ出力のうち所要の帯域成分をローパスフィルタ
ー５によって取出し、目的とする位相変調出力Ｓ′。、
を得る。
第７図は第６図の■および■に現れる信号の周波数スペ
クトルを示す図であり、（１）および（２）はそれぞれ
■および■での信号に対応する。
クトルを示す図であり、（１）および（２）はそれぞれ
■および■での信号に対応する。
第７図の（１）および（２）における各横軸は周波数ｆ
であり、ｒ、および（ｒｏは、既述の如く、クロック出
力ＣＬおよび搬送波ＣＲ’の各周波数をそれぞれ表す。
であり、ｒ、および（ｒｏは、既述の如く、クロック出
力ＣＬおよび搬送波ＣＲ’の各周波数をそれぞれ表す。
本図の（１）において、中心周波ｆ。
Ｄｒｃとする帯域幅２ｆ、のスペクトルを一で折返した
、いわゆる折返し成分Ｑが示されている。この折返し成
分Ｑは既述のサンプリングによって不可避的に現れるも
のであり、これを取り除くために、第６図のローパスフ
ィルター５が設けられる。このフィルター５の出力に現
れるスペクトルは第７図の（２）に示すとおりであり、
点線で示すとおり折返し成分が除去される。
、いわゆる折返し成分Ｑが示されている。この折返し成
分Ｑは既述のサンプリングによって不可避的に現れるも
のであり、これを取り除くために、第６図のローパスフ
ィルター５が設けられる。このフィルター５の出力に現
れるスペクトルは第７図の（２）に示すとおりであり、
点線で示すとおり折返し成分が除去される。
第７図の周波数スペクトルから明らかなとおり、１殻送
波の周波数ｒ′ｏは ｒ。
波の周波数ｒ′ｏは ｒ。
で表され、結局ｒ′ｏを一−ｆＢより高く選ぶことはで
きない。これはサンプリングに起因する本来的な制約で
あり、例えば、ｆ′ｏは高々数Ｍ１１ｚ止まりである。
きない。これはサンプリングに起因する本来的な制約で
あり、例えば、ｆ′ｏは高々数Ｍ１１ｚ止まりである。
ところがこのように低い（ｒｏは不便である。
例えばデータ伝送系の端部に設けられる？１１００Ｅで
は、搬送波周波数として数１０ＭＨｚ７’ｌ＜採用され
ており、上記の数Ｍ Ｉｌｚからこの故１０ＭＩＩｚへ
の移行のため、いわゆるアソプコンハータを要するとい
う問題がある。
は、搬送波周波数として数１０ＭＨｚ７’ｌ＜採用され
ており、上記の数Ｍ Ｉｌｚからこの故１０ＭＩＩｚへ
の移行のため、いわゆるアソプコンハータを要するとい
う問題がある。
また、第６図の回路では乗１γ器１３を必須の構成要件
としているが、これが変調回路１０内に占めるハードウ
ェア量はかなり大であり、コストの増大につながるとい
う問題がある。したがって、より高い搬送波周波数を有
する位相変調出力が得られ、また乗算器を簡素化するこ
とが望まれる。
としているが、これが変調回路１０内に占めるハードウ
ェア量はかなり大であり、コストの増大につながるとい
う問題がある。したがって、より高い搬送波周波数を有
する位相変調出力が得られ、また乗算器を簡素化するこ
とが望まれる。
第１図は本発明に基づくディジタル位相変調回路の原理
構成図である。本発明のディジタル位相変調回路２０は
、ディジタル入力信号Ｓ ｉｎを受信するディジタルロ
ーパスフィルタ２１ （従来のディジタルローパスフィ
ルタ１１と同じ）と、従来のＤ／Ａ変換器１４と同様の
ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２４を有するが
、従来の乗算器１３に代えて排他的論理和ゲート２３が
設けられ、また従来のクロック発生器１６および音速波
発生器１２の対に代えて発振器２２が設けられる。
構成図である。本発明のディジタル位相変調回路２０は
、ディジタル入力信号Ｓ ｉｎを受信するディジタルロ
ーパスフィルタ２１ （従来のディジタルローパスフィ
ルタ１１と同じ）と、従来のＤ／Ａ変換器１４と同様の
ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２４を有するが
、従来の乗算器１３に代えて排他的論理和ゲート２３が
設けられ、また従来のクロック発生器１６および音速波
発生器１２の対に代えて発振器２２が設けられる。
発振器２２は好ましくは矩形波パルスを出力し、これが
搬送波ＣＲ（周波数ｆｃ）となる。２５はバンドパスフ
ィルタであり、変換器２４からのアナログ出力に含まれ
る不要波を除去し、目的とする位相変調出力Ｓ。ｕｔを
得る。
搬送波ＣＲ（周波数ｆｃ）となる。２５はバンドパスフ
ィルタであり、変換器２４からのアナログ出力に含まれ
る不要波を除去し、目的とする位相変調出力Ｓ。ｕｔを
得る。
ディジタルローパスフィルタ２１の出力は、ディジタル
入力信号ＳＬ、、の極性を表す極性ビット出力Ｓ Ｂ
（Ｍ Ｓ Ｂ ： Ｍｏ５ｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ
Ｂｉｔ）と振幅を表すＬ Ｓ Ｂ （Ｌｅａｓｔ ５
１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）までの振幅ビット出力
群ＡＢとからなる。排他的論理和ゲート２３は、その極
性ビット出力ＳＢと搬送波ＣＲとを入力とし、これらの
乗算作用を行う。つまり、ＳＢとＣＲの論理（“１″
、＠０”）が共に等しければ０”、異なればｌ″となる
（通常の算術演算での結果と逆であるが、同符号の積で
一方の論理をとり、異符号の積で他方の論理をとること
は、すなわち乗算である）。かくして、人力信号Ｓ ＝
ｎの正負じ１″ 、“０“）に応じて、搬送波ＣＲの位
相がＯまたはπにずれ、基本的な２相位相変調が行われ
る。この延長として４相位相変調も当然実現できる（後
述）。
入力信号ＳＬ、、の極性を表す極性ビット出力Ｓ Ｂ
（Ｍ Ｓ Ｂ ： Ｍｏ５ｔ ５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ
Ｂｉｔ）と振幅を表すＬ Ｓ Ｂ （Ｌｅａｓｔ ５
１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）までの振幅ビット出力
群ＡＢとからなる。排他的論理和ゲート２３は、その極
性ビット出力ＳＢと搬送波ＣＲとを入力とし、これらの
乗算作用を行う。つまり、ＳＢとＣＲの論理（“１″
、＠０”）が共に等しければ０”、異なればｌ″となる
（通常の算術演算での結果と逆であるが、同符号の積で
一方の論理をとり、異符号の積で他方の論理をとること
は、すなわち乗算である）。かくして、人力信号Ｓ ＝
ｎの正負じ１″ 、“０“）に応じて、搬送波ＣＲの位
相がＯまたはπにずれ、基本的な２相位相変調が行われ
る。この延長として４相位相変調も当然実現できる（後
述）。
このように、ディジタル入力信号Ｓ ｉ ｎと搬送波Ｃ
Ｒとの間で直接的な乗算は行わないので、従来のように
サンプリング周波数ｆｓが介在することはなくなる。つ
まり、搬送波ＣＲを信号Ｓ ｉｎの極性で０またはπに
移相するのみである。この結果、従来のように、搬送波
ｆ′。が ｆ。
Ｒとの間で直接的な乗算は行わないので、従来のように
サンプリング周波数ｆｓが介在することはなくなる。つ
まり、搬送波ＣＲを信号Ｓ ｉｎの極性で０またはπに
移相するのみである。この結果、従来のように、搬送波
ｆ′。が ｆ。
ｆ′。≦−−ｆ、でなければならないという制約から解
放される。また、従来の回路１０ （第６図）における
構成要素１２ 、１３および１６は、本発明の回路２０
（第１図）における構成要素２２および２３に変更され
、大幅に簡素化される。
放される。また、従来の回路１０ （第６図）における
構成要素１２ 、１３および１６は、本発明の回路２０
（第１図）における構成要素２２および２３に変更され
、大幅に簡素化される。
第２図は本発明の一部゛詳細例を示す図であり、第１図
の構成要素と同様のものには同一の参照番号または記号
を付して示す。ディジタルローパスフィルタ２１はシフ
トレジスタ３１と逓倍器３２とＲＯＭ （Ｒｅａｄ ０
ｎｌｙ Ｍｅ惰ｏｒｙ） ３３とからなり全体としてい
わゆるバイナリ−トランスバーサルフィルタをなす。ク
ロックＣＬＫはｎ逓倍された上で、シフトレジスタ２３
（入力信号Ｓ ｉｎをシリアルに取り込む）のシフト
周波数を定める。ＲＯＭ３３は一般のトランスバーサル
フィルタにおけるタップ係数等のデータを格納しており
、所定の帯域制限を加えた出力を図中の■に得る。
の構成要素と同様のものには同一の参照番号または記号
を付して示す。ディジタルローパスフィルタ２１はシフ
トレジスタ３１と逓倍器３２とＲＯＭ （Ｒｅａｄ ０
ｎｌｙ Ｍｅ惰ｏｒｙ） ３３とからなり全体としてい
わゆるバイナリ−トランスバーサルフィルタをなす。ク
ロックＣＬＫはｎ逓倍された上で、シフトレジスタ２３
（入力信号Ｓ ｉｎをシリアルに取り込む）のシフト
周波数を定める。ＲＯＭ３３は一般のトランスバーサル
フィルタにおけるタップ係数等のデータを格納しており
、所定の帯域制限を加えた出力を図中の■に得る。
第３図は第２図の■および■に現れる各信号の説明図で
あり、第３図の（１）はディジタルＬＰＦ２１の出力側
■に現れる信号をアナログの状態で示す。一方、同図（
２）はバンドパスフィルタ２５の出力側■に現れる信号
、すなわち２相位相変調出力Ｓ。ｕＬを示す。同図（１
）の極性（中央レベルＯより上側が正、下側が負）が切
り替わるのに応じて出力Ｓ。ｕＬの位相が反転する様子
を示しており、２相位相変調がなされていることが分か
る。
あり、第３図の（１）はディジタルＬＰＦ２１の出力側
■に現れる信号をアナログの状態で示す。一方、同図（
２）はバンドパスフィルタ２５の出力側■に現れる信号
、すなわち２相位相変調出力Ｓ。ｕＬを示す。同図（１
）の極性（中央レベルＯより上側が正、下側が負）が切
り替わるのに応じて出力Ｓ。ｕＬの位相が反転する様子
を示しており、２相位相変調がなされていることが分か
る。
第４図は第２図の■および■に現れる各信号の周波数ス
ペクトルを示す図であり、第４図の（１）はＤ／Ａ変換
器２４の出力側■に現れる信号に相当し、同図の（２）
はフィルタ２５の出力側■に現れる信号、すなわち２相
位相変調出力Ｓ。ｕＬに相当する。本図中、「、は第７
図と同様、帯域制限された後の入力信号Ｓｉ、、のベー
スバンド帯域を表し、その中心周波数はｆ、であり、搬
送波ＣＲの周波数である。このｆ、は、第７図の（１，
の如く、サンプリング周波数ｆ、によって制約されるこ
とはなく、ｆ、をｆｌ、より高く選ぶことができる。
ペクトルを示す図であり、第４図の（１）はＤ／Ａ変換
器２４の出力側■に現れる信号に相当し、同図の（２）
はフィルタ２５の出力側■に現れる信号、すなわち２相
位相変調出力Ｓ。ｕＬに相当する。本図中、「、は第７
図と同様、帯域制限された後の入力信号Ｓｉ、、のベー
スバンド帯域を表し、その中心周波数はｆ、であり、搬
送波ＣＲの周波数である。このｆ、は、第７図の（１，
の如く、サンプリング周波数ｆ、によって制約されるこ
とはなく、ｆ、をｆｌ、より高く選ぶことができる。
ところで、Ｄ／Ａ変換器２４のアナログ出力には、第４
図（１）に示すとおり、ｆ、より±ｎｆ。
図（１）に示すとおり、ｆ、より±ｎｆ。
（ｎは逓倍器３２（第２図）の逓倍数）のところに不要
波ＲおよびＲ′が現れるので、これをバンドパスフィル
タ２５（第２図）により除去し、所要の帯域成分のみを
取出す（第４図（２）のスペクトル）。
波ＲおよびＲ′が現れるので、これをバンドパスフィル
タ２５（第２図）により除去し、所要の帯域成分のみを
取出す（第４図（２）のスペクトル）。
第５図は本発明を４相位相変調に適用する一例を示す図
である。本図において、ディジタル位相変調回路４０は
、基本的には第２図の回路をＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チ
ャネル側とし、第２図の回路における発振器２２の発振
出力を−だけ位相をずらした回路をＱ （Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ）チャネル側としてこれらを合
成したものに相当する。■チャネルとＱチャネルの区別
は参照番号に１．Ｑを付することによって表す。上記の
合成は加算器４１にて行う、Ｓｌ、、はＩチャネルのデ
ィジタル人力信号、Ｓ Ｑ、、はＱチャネルのディジタ
ル入力信号である。
である。本図において、ディジタル位相変調回路４０は
、基本的には第２図の回路をＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チ
ャネル側とし、第２図の回路における発振器２２の発振
出力を−だけ位相をずらした回路をＱ （Ｑｕａｄｒａ
ｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ）チャネル側としてこれらを合
成したものに相当する。■チャネルとＱチャネルの区別
は参照番号に１．Ｑを付することによって表す。上記の
合成は加算器４１にて行う、Ｓｌ、、はＩチャネルのデ
ィジタル人力信号、Ｓ Ｑ、、はＱチャネルのディジタ
ル入力信号である。
Ｑチャネル側には□移相器４２を設け、発振出力の位相
を□だけずらす。
を□だけずらす。
以上説明したように本発明によれば、搬送波周波数を従
来よりも高く設定できるとともに、回路の小形・簡素化
を図ることができる。
来よりも高く設定できるとともに、回路の小形・簡素化
を図ることができる。
第１図は本発明に基づくディジタル位相変調回路の原理
構成図、 第２図は本発明の一部詳細例を示す図、第３図は第２図
の■および■に現れる各信号の説明図、 第４図は第２図の■および■に現れる各信号の周波数ス
ペクトルを示す図、 第５図は本発明を４相位相変調に通用する一例を示すｌ
、 第６図は従来のディジタル位相変調回路の一例を示す図
、 第７図は第６図の■および■に現れる信号の周波数スペ
クトルを示す図である。 ２０・・・ディジタル位相変調回路、 ２１・・・ディジタルローパスフィルタ、２２・・・発
振器、 ２３・・・排他的論理和ゲート、２４・・・デ
ィジタル／アナログ変換器、２５・・・バンドパスフィ
ルタ、 Ｓ ｉ＋＋・・・ディジタル入力信号、Ｓ ｏｕｔ・・
・位相変調出力、 ＣＲ・・・搬送波。 第２図の■および■に現われる各信号の説明図第３図 信号の周波数スペクトルを示す図 や４図 従来のディノタル位相変調回路の一例を示す間第６図 第６図の■および（刀に現われる信号の周数数スペクト
ルを示す図第７図
構成図、 第２図は本発明の一部詳細例を示す図、第３図は第２図
の■および■に現れる各信号の説明図、 第４図は第２図の■および■に現れる各信号の周波数ス
ペクトルを示す図、 第５図は本発明を４相位相変調に通用する一例を示すｌ
、 第６図は従来のディジタル位相変調回路の一例を示す図
、 第７図は第６図の■および■に現れる信号の周波数スペ
クトルを示す図である。 ２０・・・ディジタル位相変調回路、 ２１・・・ディジタルローパスフィルタ、２２・・・発
振器、 ２３・・・排他的論理和ゲート、２４・・・デ
ィジタル／アナログ変換器、２５・・・バンドパスフィ
ルタ、 Ｓ ｉ＋＋・・・ディジタル入力信号、Ｓ ｏｕｔ・・
・位相変調出力、 ＣＲ・・・搬送波。 第２図の■および■に現われる各信号の説明図第３図 信号の周波数スペクトルを示す図 や４図 従来のディノタル位相変調回路の一例を示す間第６図 第６図の■および（刀に現われる信号の周数数スペクト
ルを示す図第７図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ディジタル位相変調すべき入力ディジタル信号（Ｓ
＿ｉ＿ｎ）に帯域制限を加えて、該入力ディジタル信号
（Ｓ＿ｉ＿ｎ）の極性を表す極性ビット出力（ＳＢ）お
よび振幅を表す振幅ビット出力群（ＡＢ）を送出するデ
ィジタルローパスフィルタ（２１）と、 搬送波（ＣＲ）を送出する発振器（２２）と、該搬送波
（ＣＲ）と前記極性ビット出力（ＳＢ）とを乗算する排
他的論理和ゲート（２３）と、該排他的論理和ゲート（
２３）の出力と前記振幅ビット出力群（ＡＢ）とをアナ
ログ出力に変換するディジタル／アナログ変換器（２４
）と、 該アナログ出力のうちの所要の帯域成分のみを取出して
位相変調出力（Ｓ＿Ｏ＿Ｕ＿＿Ｔ）を送出するバンドパ
スフィルタ（２５）とからなることを特徴とするディジ
タル位相変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22091186A JPH0642683B2 (ja) | 1986-09-20 | 1986-09-20 | デイジタル位相変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22091186A JPH0642683B2 (ja) | 1986-09-20 | 1986-09-20 | デイジタル位相変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6377246A true JPS6377246A (ja) | 1988-04-07 |
| JPH0642683B2 JPH0642683B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=16758465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22091186A Expired - Fee Related JPH0642683B2 (ja) | 1986-09-20 | 1986-09-20 | デイジタル位相変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642683B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0335640A (ja) * | 1989-07-03 | 1991-02-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直交変調器 |
| US5285479A (en) * | 1991-01-11 | 1994-02-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Quadrature modulation circuit |
-
1986
- 1986-09-20 JP JP22091186A patent/JPH0642683B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0335640A (ja) * | 1989-07-03 | 1991-02-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直交変調器 |
| US5285479A (en) * | 1991-01-11 | 1994-02-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Quadrature modulation circuit |
| EP0776110A2 (en) | 1991-01-11 | 1997-05-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Quadrature modulation circuit |
| EP0776110A3 (en) * | 1991-01-11 | 1997-07-30 | Mitsubishi Electric Corp | Quadrature modulation circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0642683B2 (ja) | 1994-06-01 |
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