JPS6387171A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
リンギングチョークコンバータInfo
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- JPS6387171A JPS6387171A JP23026186A JP23026186A JPS6387171A JP S6387171 A JPS6387171 A JP S6387171A JP 23026186 A JP23026186 A JP 23026186A JP 23026186 A JP23026186 A JP 23026186A JP S6387171 A JPS6387171 A JP S6387171A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 239000004575 stone Substances 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一石式コンバータに関するもので特に構成の簡
単なリンギングチ、−クコンバータ（Ｒｉｎｇｉｎｇｃ
ｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ以下ＲＣＣ）の出力制
御回路の改良に閏・するものである。周知のように一般
的なＲＣＣ回路は電圧変換機能を有するも出力制御機能
を有しない。そこで本出願人は先に効率的矢出力電圧制
御機能と過電流保ｊ 護機能を備えた安価なコンバータを提供した。
単なリンギングチ、−クコンバータ（Ｒｉｎｇｉｎｇｃ
ｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ以下ＲＣＣ）の出力制
御回路の改良に閏・するものである。周知のように一般
的なＲＣＣ回路は電圧変換機能を有するも出力制御機能
を有しない。そこで本出願人は先に効率的矢出力電圧制
御機能と過電流保ｊ 護機能を備えた安価なコンバータを提供した。
第６図はこの回路例を示すもので図中Ａ％Ｂは電圧検出
部及び制御回路部である。先ず電圧検出邦人は基準電圧
を内蔵した電圧検出器ＩＣ＆とこれを出力するホトカプ
ラー発光部ＰＤ及び出力電圧（Ｂ・）を分圧する抵抗Ｒ
−１Ｒ＊より成る。又、制御回路部Ｂにおいて、Ｑ、は
主トランジスタＱ、のベース、エミッタ間に接続された
制御用トランジスタ、２は抵抗Ｒ１を利用したインピー
ダンス素子でコンデンサＣ４と共に時定数回路を形成し
、且つ帰還巻線ＮＢの両端に接続され、又、該抵抗Ｒ，
及びコンデンサＣ１の接続点（ａ）は制御用トランジス
タＱ、のベースに接続されている。次にＰＴは帰還巻線
ＮＢの一端と前記接続点（１１間に接続された前記ホト
カプラーの受光部でこれによりコンデンサＣ１の充電時
定数を調整する。なお、Ｃ３は主トランジスタＱ、のオ
フ特性改善用コンデンサ、Ｂ２嗜はベース起動電流の廻
り込み阻止用ダイオードである。この回路の基本動作は
主トランジスタＱｓのオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流用ダイオードＤ、を通して出
力する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカプラ
ー受光部ＦＴ及び抵抗Ｒ１を流れる電流とコンデンサＣ
４の時定数回路において（ａ）点電位が制御用トランジ
スタＱ、の電圧（ＶＢＥ）を越えると該トランジスタＱ
、がオンし、これにより主トランジスタＱ、のベース電
流を吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部の
ロスを無視すると、出力電圧Ｅ・とＱ、のオン時間ＴＯ
Ｎの関係は（１）式の様に近似出来る。
部及び制御回路部である。先ず電圧検出邦人は基準電圧
を内蔵した電圧検出器ＩＣ＆とこれを出力するホトカプ
ラー発光部ＰＤ及び出力電圧（Ｂ・）を分圧する抵抗Ｒ
−１Ｒ＊より成る。又、制御回路部Ｂにおいて、Ｑ、は
主トランジスタＱ、のベース、エミッタ間に接続された
制御用トランジスタ、２は抵抗Ｒ１を利用したインピー
ダンス素子でコンデンサＣ４と共に時定数回路を形成し
、且つ帰還巻線ＮＢの両端に接続され、又、該抵抗Ｒ，
及びコンデンサＣ１の接続点（ａ）は制御用トランジス
タＱ、のベースに接続されている。次にＰＴは帰還巻線
ＮＢの一端と前記接続点（１１間に接続された前記ホト
カプラーの受光部でこれによりコンデンサＣ１の充電時
定数を調整する。なお、Ｃ３は主トランジスタＱ、のオ
フ特性改善用コンデンサ、Ｂ２嗜はベース起動電流の廻
り込み阻止用ダイオードである。この回路の基本動作は
主トランジスタＱｓのオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流用ダイオードＤ、を通して出
力する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカプラ
ー受光部ＦＴ及び抵抗Ｒ１を流れる電流とコンデンサＣ
４の時定数回路において（ａ）点電位が制御用トランジ
スタＱ、の電圧（ＶＢＥ）を越えると該トランジスタＱ
、がオンし、これにより主トランジスタＱ、のベース電
流を吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部の
ロスを無視すると、出力電圧Ｅ・とＱ、のオン時間ＴＯ
Ｎの関係は（１）式の様に近似出来る。
ａｔ舎
Ｅ・−Ｂｉ（ＫｌゴτＴＯＮ Ｋ＊ ）・・・・・・・
・・ （１）ここでＥｉは入力電圧、１．は出力電流、
Ｋ。
・・ （１）ここでＥｉは入力電圧、１．は出力電流、
Ｋ。
Ｋ、は定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの
トランジスタの電流を可変して、ＴＯＮを制御すると（
１）式により出力電圧Ｅ、を一定に保つことが出来る。
トランジスタの電流を可変して、ＴＯＮを制御すると（
１）式により出力電圧Ｅ、を一定に保つことが出来る。
又、上記の如く出力電圧が一定になるように制御すると
、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧（Ｅｉ
）が減少することにより、主トランジスタＱ１のオン時
間（ＴＯＮ）が増大し、周波数が低下する。従って入力
電圧（Ｂ１）が最低で最大へ７Ｍ電流（１、ＭＡＸ）の
時、上記オン時間（ＴＯＮ）は最大（ＴＯＮＭＡＸ）（
！：なる。このことは下記で表わされる。
、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧（Ｅｉ
）が減少することにより、主トランジスタＱ１のオン時
間（ＴＯＮ）が増大し、周波数が低下する。従って入力
電圧（Ｂ１）が最低で最大へ７Ｍ電流（１、ＭＡＸ）の
時、上記オン時間（ＴＯＮ）は最大（ＴＯＮＭＡＸ）（
！：なる。このことは下記で表わされる。
ＴＯＮＭＡＸ＝＝に＋−ＬｌＪ４）ｑ（−旦シ・十に、
）−・−・−−−−−＋２１Ｅ ｉ Ｅ ＋ 今、電圧検出邦人を介してのホトカプラー受光部ＦＴの
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ６の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ、のオン時間（ＴＯＮ ）
をＴＯＣとすると下記で表わされる。
）−・−・−−−−−＋２１Ｅ ｉ Ｅ ＋ 今、電圧検出邦人を介してのホトカプラー受光部ＦＴの
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ６の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ、のオン時間（ＴＯＮ ）
をＴＯＣとすると下記で表わされる。
ＴＯＣ＞ＴＯＮＭＡＸ・・・・・・・・・・・・・・・
榊第７図はこの回路（第６図）の出力電圧−電流特
性を示し、上記（１）式に示す如＜ＴＯＮ時間は負荷電
流Ｉ、に比例して増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電
流ＩＯＣ以上には増加せず所謂フの字型下特性を得る。
榊第７図はこの回路（第６図）の出力電圧−電流特
性を示し、上記（１）式に示す如＜ＴＯＮ時間は負荷電
流Ｉ、に比例して増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電
流ＩＯＣ以上には増加せず所謂フの字型下特性を得る。
このように上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能
及び過電流１１１限機能を得ることが可能であるが、こ
の機能は入力電圧Ｅｌの変化巾の少い時に特に効果的で
あるが、Ａ電流制限機能において入力電圧の変化巾が大
きい時には００点の電流ＩＯＣは入力電圧変動を充分に
補償し切れない。
及び過電流１１１限機能を得ることが可能であるが、こ
の機能は入力電圧Ｅｌの変化巾の少い時に特に効果的で
あるが、Ａ電流制限機能において入力電圧の変化巾が大
きい時には００点の電流ＩＯＣは入力電圧変動を充分に
補償し切れない。
この理由はコンデンサＣ４を充電する電流は上記の００
点近傍では抵抗Ｒ８を流れる電流のみとなるが、ＲＣＣ
のオフ期間にコンデンサＣ４の充電電荷を放電する径路
も抵抗Ｒ，を通して行うため、充分放電しきれないこと
に起因すると考えられる。本発明ぼ係る点を鑑み、コン
デンサの充電及び放電径路のインピーダンスを変えるこ
とにより述上の問題を解消し、入力電圧変動の大きい場
合に於ても有効なコンバータを提供するものである。第
１図は本発明の一実施例回路図で夫々第１図中のインピ
ーダンス回路２に適用し得る回路例とし、同一符号は同
等部分を示す。＋１１図は第１図における制御回路部Ｂ
のインピーダンス回路Ｚ及びコンデンサＣ６の時定数回
路において、抵抗Ｒ・及びダイオードＤ、の直列回路に
抵抗Ｒ１を並列接続した回路より成るインピーダンス回
路２を利用することにより、コンデンサＣ４となす充電
時定数を抵抗Ｒ，により、又放電時定数を抵抗Ｒ噛及び
ダイオードＤ、により設定し、夫々インピーダンスを変
え、特に放電を充分に行なうよう圧したものである。又
（ｂ）図は抵抗Ｒ１とダイオードＤ。
点近傍では抵抗Ｒ８を流れる電流のみとなるが、ＲＣＣ
のオフ期間にコンデンサＣ４の充電電荷を放電する径路
も抵抗Ｒ，を通して行うため、充分放電しきれないこと
に起因すると考えられる。本発明ぼ係る点を鑑み、コン
デンサの充電及び放電径路のインピーダンスを変えるこ
とにより述上の問題を解消し、入力電圧変動の大きい場
合に於ても有効なコンバータを提供するものである。第
１図は本発明の一実施例回路図で夫々第１図中のインピ
ーダンス回路２に適用し得る回路例とし、同一符号は同
等部分を示す。＋１１図は第１図における制御回路部Ｂ
のインピーダンス回路Ｚ及びコンデンサＣ６の時定数回
路において、抵抗Ｒ・及びダイオードＤ、の直列回路に
抵抗Ｒ１を並列接続した回路より成るインピーダンス回
路２を利用することにより、コンデンサＣ４となす充電
時定数を抵抗Ｒ，により、又放電時定数を抵抗Ｒ噛及び
ダイオードＤ、により設定し、夫々インピーダンスを変
え、特に放電を充分に行なうよう圧したものである。又
（ｂ）図は抵抗Ｒ１とダイオードＤ。
の並列回路を抵抗Ｒ１に直列接続したもの、（ｃ）図は
ダイオードＤ、（又はり、）と抵抗Ｒ８（又はＲ１）の
直列回路の一対を逆並列に接続し、該抵抗Ｒ・、Ｒ８を
別個の抵抗値のものを利用したものであり、又（ｄ１図
はツェナーダイオードＺＤの正方向及び逆方向のインピ
ーダンスの差を利用するようにしたものである。第２図
は本発明実施例の入力電圧及びｌ０Ｃ（垂下点電流）の
関係を示す特性図で上記回路例（ａ）乃至（ｄ）におい
てはほぼ特性曲線伽）に示す如＜ＩＯＣの入力電圧によ
る影響（ズレ）を大巾に軽減できる。
ダイオードＤ、（又はり、）と抵抗Ｒ８（又はＲ１）の
直列回路の一対を逆並列に接続し、該抵抗Ｒ・、Ｒ８を
別個の抵抗値のものを利用したものであり、又（ｄ１図
はツェナーダイオードＺＤの正方向及び逆方向のインピ
ーダンスの差を利用するようにしたものである。第２図
は本発明実施例の入力電圧及びｌ０Ｃ（垂下点電流）の
関係を示す特性図で上記回路例（ａ）乃至（ｄ）におい
てはほぼ特性曲線伽）に示す如＜ＩＯＣの入力電圧によ
る影響（ズレ）を大巾に軽減できる。
なお、曲Ｓｔａ＋は従来例（第１図）の特性を示し、前
述の如く入力電圧の変動によりＩＯＣが相当変化するこ
とを示す。第３図、第４図は本発明の他の実施例回路図
で第３図は主トランジスタＱ、のベースに接続された廻
込み防止用ダイオードＤ、を利用し、抵抗Ｒｅと共に充
電時定数回路を形成し、第１図ｆｅｌ中のダイオードＤ
、及び抵抗Ｒ１の直列回路の代用を図るようにしたもの
である。又、第４図はスイッチングトランジスダＱ、の
エミッタに抵抗Ｒ１１１を耐力ｕし、コンデンサＣ４の
もう一方の端子をＱ、のエミッタに接続したものである
。第５図はこのエミッタ抵抗Ｒ１，の影響を示したもの
で、Ｒ１，の値が大きくなる程、入力電圧の低い方でＩ
ＯＣの低下の割合が大きくなる。即ち第５図はエミッタ
抵抗Ｒ１，の値をａ＜ｂ＜ｃとした時の入力電圧Ｂｉと
ＩＯＣの関係を示す特性図で曲線（ａ） （ｂ）（ｃ）
はそれぞれ抵抗値がａ、ｂ、ｃの時の特性を示す。なお
、夫々上記実施例においてダイオードＤ１、コンデンサ
Ｃ８の並列回路をベース抵抗Ｒ１の主トランジスタＱ、
９１に設けてもよい。
述の如く入力電圧の変動によりＩＯＣが相当変化するこ
とを示す。第３図、第４図は本発明の他の実施例回路図
で第３図は主トランジスタＱ、のベースに接続された廻
込み防止用ダイオードＤ、を利用し、抵抗Ｒｅと共に充
電時定数回路を形成し、第１図ｆｅｌ中のダイオードＤ
、及び抵抗Ｒ１の直列回路の代用を図るようにしたもの
である。又、第４図はスイッチングトランジスダＱ、の
エミッタに抵抗Ｒ１１１を耐力ｕし、コンデンサＣ４の
もう一方の端子をＱ、のエミッタに接続したものである
。第５図はこのエミッタ抵抗Ｒ１，の影響を示したもの
で、Ｒ１，の値が大きくなる程、入力電圧の低い方でＩ
ＯＣの低下の割合が大きくなる。即ち第５図はエミッタ
抵抗Ｒ１，の値をａ＜ｂ＜ｃとした時の入力電圧Ｂｉと
ＩＯＣの関係を示す特性図で曲線（ａ） （ｂ）（ｃ）
はそれぞれ抵抗値がａ、ｂ、ｃの時の特性を示す。なお
、夫々上記実施例においてダイオードＤ１、コンデンサ
Ｃ８の並列回路をベース抵抗Ｒ１の主トランジスタＱ、
９１に設けてもよい。
又、ホトカプラー受光部（トランジスタ）ＰＴを逆耐圧
から守るためにベース抵抗Ｒ２を分割してその中点をホ
トカプラートランジスタのコレクタに接続するようにし
てもよい。更に出力トランスに別巻線（制御巻線）を設
け、これにより制御用電圧を帰還（ベース）巻線ＮＢに
発生する電圧と別に形成するようＫしても同様に実施で
きることは明白である。以上の説明から明らかなように
本発明によれば、構成簡単にしてＲＣＣ回路に出力定電
圧機能を付与せしめると共に、入力電圧変動の大小に係
わらずほぼ一定の電流垂下機能を備えたコンバータが提
供できるので特にスイッチング電源装置に適用してその
効果は極めて大きい。
から守るためにベース抵抗Ｒ２を分割してその中点をホ
トカプラートランジスタのコレクタに接続するようにし
てもよい。更に出力トランスに別巻線（制御巻線）を設
け、これにより制御用電圧を帰還（ベース）巻線ＮＢに
発生する電圧と別に形成するようＫしても同様に実施で
きることは明白である。以上の説明から明らかなように
本発明によれば、構成簡単にしてＲＣＣ回路に出力定電
圧機能を付与せしめると共に、入力電圧変動の大小に係
わらずほぼ一定の電流垂下機能を備えたコンバータが提
供できるので特にスイッチング電源装置に適用してその
効果は極めて大きい。
第１図、第２図は本発明の一実施例回路図及びその出力
特性図、第３図、第４図は本発明の他の実施例回路図、
第５図は第４図の特性説明図、第６図、第７図は従来回
路図及びその特性説明図である０図においてＴは出力ト
ランス、Ｎｒ 、Ｎｔ 、Ｎ且くの一次、二次及び帰還
（べ−ス）巻線、Ｑ、はスイッチング用主トランジスタ
、人は出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ、は制御用
トランジスタ、Ｒ，−ｓＲ＋ｅは抵抗Ｃ，−Ｃ，はコン
デンサ、Ｚはインピーダンス回路、ＰＤ、ＦＴはホトカ
プラー発光部及び受光部である。 特許出願人 新電元工業株式会社 算１回 算３圓 ￥４田 千５０ 竿 ｃ 回
特性図、第３図、第４図は本発明の他の実施例回路図、
第５図は第４図の特性説明図、第６図、第７図は従来回
路図及びその特性説明図である０図においてＴは出力ト
ランス、Ｎｒ 、Ｎｔ 、Ｎ且くの一次、二次及び帰還
（べ−ス）巻線、Ｑ、はスイッチング用主トランジスタ
、人は出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ、は制御用
トランジスタ、Ｒ，−ｓＲ＋ｅは抵抗Ｃ，−Ｃ，はコン
デンサ、Ｚはインピーダンス回路、ＰＤ、ＦＴはホトカ
プラー発光部及び受光部である。 特許出願人 新電元工業株式会社 算１回 算３圓 ￥４田 千５０ 竿 ｃ 回
Claims (7)
- （１）一次巻線、二次巻線、帰還巻線及びもしくは制御
巻線を有する出力トランスと前記一次巻線にコレクタが
接続され、ベース、エミッタが前記帰還巻線間に接続さ
れたスイッチング用主トランジスタと前記二次巻線側に
接続された整流用ダイオード及び前記主トランジスタの
制御回路部を有する一石式コンバータにおいて、前記制
御回路部は前記主トランジスタのベース、エミッタ間に
接続された制御用トランジスタと前記帰還巻線もしくは
制御巻線間に接続されたインピーダンス回路及びコンデ
ンサより成る時定数回路と前記インピーダンス回路及び
コンデンサの接続点を前記制御用トランジスタのベース
に接続する回路と出力電圧に応じて前記コンデンサの充
電時定数を調整する回路を備え、且つ前記インピーダン
ス回路は電流方向により回路インピーダンスを可変せし
めたことを特徴とする一石式コンバータ。 - （２）充電調整回路として、出力電圧検出部の出力に比
例した電流をコンデンサーに供給する如く接続されたホ
トカプラーを用いたことを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項記載の一石式コンバータ。 - （３）インピーダンス回路として抵抗及びダイオードの
直列回路と抵抗との並列回路を用いたことを特徴とする
特許請求の範囲第（１）項、第（２）項記載の一石式コ
ンバータ。 - （４）インピーダンス回路として抵抗とダイオードの並
列回路に直列に抵抗を接続した回路を用いたことを特徴
とする特許請求の範囲第（１）項、第（２）項記載の一
石式コンバータ。 - （５）インピーダンス回路として、一対のダイオード及
び抵抗の直列回路を逆並列接続した回路を用いたことを
特徴とする特許請求の範囲、第（１）項、第（２）項記
載の一石式コンバータ。 - （６）インピーダンス回路としてツェナーダイオードと
抵抗の直列回路を用いたことを特徴とする特許請求の範
囲第（１）項、第（２）項記載の一石式コンバータ。 - （７）主トランジスタのエミッタに直列に抵抗を接続す
ると共に前記接続点と制御用トランジスタのベース間に
コンデンサを接続したことを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項乃至第（６）項記載の一石式コンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026186A JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
| US07/098,563 US4862338A (en) | 1986-09-29 | 1987-09-21 | Ringing choke converter using single switching element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23026186A JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6387171A true JPS6387171A (ja) | 1988-04-18 |
| JPH049034B2 JPH049034B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=16905028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23026186A Granted JPS6387171A (ja) | 1986-09-29 | 1986-09-29 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6387171A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19546287B4 (de) * | 1994-12-12 | 2005-12-08 | Yamaha Corp., Hamamatsu | Leistungsschaltkreis |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5625375A (en) * | 1979-08-03 | 1981-03-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Direct current-to-direct current converting circuit |
| JPS5635893U (ja) * | 1979-08-27 | 1981-04-07 | ||
| JPS57203679U (ja) * | 1981-06-19 | 1982-12-24 | ||
| JPS58116070A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-11 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS5932224U (ja) * | 1982-08-24 | 1984-02-28 | 株式会社東芝 | 換気扇の運転装置 |
| JPS60187260A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング電源装置 |
| JPS60204261A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Sanken Electric Co Ltd | 自励発振器 |
| JPS62166775A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
-
1986
- 1986-09-29 JP JP23026186A patent/JPS6387171A/ja active Granted
Patent Citations (8)
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|---|---|---|---|---|
| DE19546287B4 (de) * | 1994-12-12 | 2005-12-08 | Yamaha Corp., Hamamatsu | Leistungsschaltkreis |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH049034B2 (ja) | 1992-02-18 |
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