JPS6412128B2 - - Google Patents

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JPS6412128B2
JPS6412128B2 JP57159057A JP15905782A JPS6412128B2 JP S6412128 B2 JPS6412128 B2 JP S6412128B2 JP 57159057 A JP57159057 A JP 57159057A JP 15905782 A JP15905782 A JP 15905782A JP S6412128 B2 JPS6412128 B2 JP S6412128B2
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Kenesu Goochaa Jon
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International Standard Electric Corp
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Publication of JPS6412128B2 publication Critical patent/JPS6412128B2/ja
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は無線受信装置に関し、特に、以下の４
つの変調方式、すなわち、位相変調（pm）、振幅
変調（am）、周波数変調（m）、および単側波帯
変調（ssbm）、の内の２つ又はそれ以上を受信し
復調することが可能な多重モード受信装置に関す
る。本発明はまた単一モード受信装置としても使
用され得る。
本発明による無線受信装置は、受信信号が主伝
送周波数において動作する局部発振周波数と混合
され、さらに同位相信号（Ｉ）として規定される
第１の混合信号を提供するために波されるよう
な第１信号路、受信信号が局部発振周波数と混合
されると同時に相対位相シフトと混合され、さら
に直角位相信号（Ｑ）として規定される第２混合
信号を提供するために波されるような第２信号
路、該信号（Ｉ）および（Ｑ）をデジタル化する
ためのアナログ・デジタル変換段、およびデジタ
ル化された信号（Ｉ）および（Ｑ）を復調するた
めに配置されるデジタル信号処理装置、を具備す
る。
位相変調（pm）、振幅変調（am）、および周波
数変調（m）に対しては、局部発振装置が動作
するうえでの主伝送周波数は搬送波周波数である
が単側波帯変調（ssbm）に対しては主伝送周波
数は側帯波中心周波数である。好適には、デジタ
ル・アナログ変換装置は復調されたデジタル信号
をアナログ信号に変換するために設けられる。し
かしながら、受信装置が、信号がデジタル形を必
要とするか又はデジタル形で使用される場合の動
作では、デジタル・アナログ変換装置は不必要で
ある。
好適には、デジタル信号処理装置は振幅（Ｒ）
および／または位相（θ）変調の復調を提供する
ためにデジタル化された信号（Ｉ）および（Ｑ）
から変調信号の振幅および／または位相を導き出
す手段を包含する。以下に説明するように、デジ
タル化されたＲおよびθ信号は復調されたmお
よびssbmを導き出す上での中間段階の値として
使用される。
一実施例として、デジタル信号処理装置は、変
調信号の位相（θ）を導き出し周波数変調の復調
を構成するdθ／dtを導き出すために時間（ｔ）に
関してθを微分する手段を有する。
他方、デジタル信号処理装置は、振幅（Ｒ）お
よび位相（θ）の両方を導き出す手段を包含し、
かつオフセツト周波数において新しい位相角
（φ）を提供するために位相角（θ）に位相を減
算又は加算する手段を有し、さらに位相が減算さ
れるか又は加算されるかに基づく上方又は下方単
側波帯変調に対しデジタル化された単側波帯復調
を生ずるためにRsinφ又はRcosφを導き出す手段
を有する。
上述の復調技術は多重モード受信装置を提供す
るために単一受信装置に組込まれる。この場合、
デジタル信号処理装置は、４つの特定の変調方式
の内の２つ又はそれ以上を受信し復調し得る無線
受信装置を提供するために、下記の４つの変調方
式、すなわち、 (a) 位相変調（θ） (b) 振幅変調（Ｒ） (c) 周波数変調（dθ／dt） (d) 単側波帯変調（Rsinφ又はRcosφ） の内の少なくともいずれか２つの組合せの出力を
導き出す手段が設けられる。本発明はまた、(a)，
(b)，(c)，および(d)の内の２つの組合せを導き出す
手段を備えた単一モード受信装置としても使用さ
れる。
デジタル信号処理装置からの帰還制御回路が設
けられるとデジタル化された振幅（Ｒ）および／
または位相（θ）は、２つのチヤネル（CH1，
CH2）内の増幅および／または第１チヤネルCH1
と比較された第２チヤネルCH2における相対位相
シフトを制御するために使用される。代つてデジ
タル補正信号が誤り信号から計算され２つのチヤ
ネルから導き出されたデジタル化された信号に直
接供給される。
以下本発明の実施例を図面に従つて詳細に説明
する。
第１図において、振幅変調（am）、周波数変調
（m）、位相変調（pm）又は単側波帯変調
（ssbm）の形に変調される受信無線信号はRF増
幅器RFAにおいて増幅され第１および第２の信
号路１および２の混合器Ｍ１およびＭ２に供給さ
れる。混合器Ｍ１およびＭ２において無線信号は
発振器LOからの局部発振周波数と混合される。
局部発振周波数は無線信号の主伝送周波数として
規定される周波数に設定される。m，amおよび
pmに対してはこの周波数は搬送波周波数である
がssbmに対しては側波帯中心周波数である。チ
ヤネル１において局部発振周波数は直接無線信号
と混合されるが、チヤネル２に対しては局部発振
出力は、移相器PSにおいて混合される以前に好
適には90゜位相シフトされる。90゜の変化は可聴周
波数範囲において補正しないと品質劣化を来す傾
向にあるが効果的な装置を提供する。90゜シフト
することはこの装置の説明と分析のために仮定さ
れたものである。
他の方法として、相対位相シフトは信号路２に
おいて無線周波数を混合する以前に移相器PS２
により行われてもよい。
混合された出力はチヤネル１および２において
信号ＩおよびＱとして規定される基本帯域信号と
して合体され互の位相関係が直角になつている。
これらの信号ＩおよびＱは各々低域波器LF１
およびLF２を介して伝送され増幅器AMP１およ
びAMP２で増幅されそして再度広帯域雑音波
器WF１およびWF２において波される。波
器WF１およびWF２はすべての状況において必
要とはしない。
信号ＩおよびＱの各々は、従来の方法において
サンプルアンドホールド回路SH１およびSH２お
よび各々のホールド電圧をデジタル形に変換する
アナログ・デジタル変換器ADCによつてアナロ
グ信号からデジタル信号に変換される。デジタル
化された信号ＩおよびＱは最初の変調信号を生ず
るような方法において処理するために必要であ
る。第１図においては変換装置の詳細は図示され
ていないがデジタル信号処理装置は単一ブロツク
DSPとして表わされる。典型的な適用として最
初の変調信号を表わす処理されたデジタル信号
は、変調信号のアナログ出力を提供するデジタ
ル・アナログ変換装置DACにおいてアナログ形
に戻される。他方、アナログ形への再変換なしに
デジタル信号処理装置のデジタル出力を直接使用
することも適切である。
デジタル信号処理装置の種類は受信装置が動作
する無線周波信号の変調の種類に依存する。処理
装置がm，am，pm，およびssbmの内の１つの
みを復調し得ることは可能であるが本発明の特定
的な特徴はデジタル操作の範囲において提供する
ことにより簡単に多重モード受信装置が実現され
ることにある。この理由のため通常、信号処理の
全範囲が提供されるが単一モード、２モード、ま
たは３モードが必要ならば提供することもできる
ことがわかる。
第２図はam，m，pmおよびssbmに対するデ
ジタル信号処理装置が詳細に示される。第１およ
び共通段CONはデジタル信号ＩおよびＱのＲお
よびθへの変換を包含しここでＲは基本変調信号
の振幅でありθはその位相角である。この段につ
いての詳しい説明は第３図において記述される。
信号θは、無線信号が位相変調された形で伝送さ
れるときの変調信号の直接デジタル表示であり出
力PMOにおいて有用である。振幅信号Ｒは無線
信号が振幅変調された形で伝送されるときの変調
信号の直接デジタル表示であり出力AMOにおい
て有用である。信号θがデジタル微分器DDにお
いて微分されると、微分された出力、dθ／dt（ｔ
は時間を表わす）は、無線信号が周波数変調され
た形であるときの変調信号のデジタル表示であり
出力FMOにおいて有用である。
ssb変調後の最初の変調信号の導出は論理ブロ
ツクＬ１において、さらにデジタル処理を必要と
する。Ｒおよびθと最初の変調信号との間の関係
は変調信号がRsinφ又はRcosφに等しいことであ
る。φは単側波帯周波数シフトを効果的に行うオ
フセツト周波数における位相をθから減算（又は
θに加算）することにより導き出される。減算又
は加算は上方又は下方単側波帯が伝送されるかど
うかに依存する。最初のθはφを導き出すために
加算又は減算されたオフセツト周波数における位
相を有する。cosφ又はsinφが導き出されその結
果に乗算器Ｍ１によつてＲが乗ぜられRcosφ又は
Rsinφが導かれる。この値は出力SSBOにあらわ
れssbmが伝送された無線信号において使用され
たときの変調信号を表わしている。このようなデ
ジタル操作は第２図にブロツク図で示される。
出力PMO，FMO，AMOおよびSSBOの内の
２つ又はそれ以上が提供されると、スイツチング
手段が受信された無線信号の変調の種類に依存し
て第１図のデジタル・アナログ変換装置DACに
関連した信号を接続するために設けられる。
第３図は、第２図に示す変換段CONをより詳
細に示すブロツク線図である。この段は以下のよ
うな方法でデジタル化された信号ＩおよびＱをＲ
およびθに変換する。デジタル化された信号Ｉお
よびＱは正および負の値を有する。整流器RIお
よびRQはＩおよびＱをスカラー値｜Ｉ｜および
｜Ｑ｜に変換しSIGN・ＩおよびSIGN・Ｑで示
す別々の２進出力を提供する。
｜Ｉ｜および｜Ｑ｜は、｜Ｉ｜および｜Ｑ｜の
大きいほうを選択するために｜Ｉ｜および｜Ｑ｜
の値を最初に比較する論理ブロツクＬ２に供給さ
れる。論理ブロツクＬ２はデバイドブロツクDIV
において分子および分母を形成する２つの出力
NUMおよびDENを有する。｜Ｉ｜および｜Ｑ｜
は論理ブロツクＬ２を介して出力NUMおよび
DENへ｜Ｉ｜および｜Ｑ｜の比較に基づく方法
において供給される。｜Ｉ｜が｜Ｑ｜より大きい
場合には｜Ｉ｜はDENに供給され｜Ｑ｜は
NUMに供給される。さもなくば｜Ｉ｜はNUM
に接続され｜Ｑ｜はDENに接続される。分子は
分母より大きいことはないので、商QUOの逆正
切（tan-1）は０ないし45゜の範囲となる。QUOの
値の逆正切操作は逆正切表又はブロツクATにお
ける直接計算により実施される。
角度エキスパンダAEはQUOの逆正切値、およ
びSIGN・Ｉ，SIGN・Ｑ，｜Ｉ｜が｜Ｑ｜より大
きいか否かを示す３つのビツトが供給される。後
者のビツトは論理ブロツクＬ２において導かれ
る。これらのデータによつて角度エキスパンダ
AEが360゜例えば0゜〜360゜又は−180゜〜＋180゜にお
けるarctan（Ｉ／Ｑ）にもとづいたθの値を導き
出すことを可能にする。角度エキスパンダAEか
らの出力はθのデジタル化された値である。
数学的にはＲ＝Ｑ／cosθ＝Ｉ／sinθである。Ｒ
は常に正（Ｑおよびcosθが常にＩおよびsinθと同
じ符号を有する）である。従つてＲを求める場合
に符号を無視し得る。
出力DENが｜Ｑ｜の場合は、QUO＝｜Ｉ／Ｑ
｜である。θ＝tan-1（Ｉ／Ｑ）であるから、cosθ
は表または直接計算により｜Ｉ／Ｑ｜を求めるこ
とにより導き出され１／（cos tan-1｜Ｉ／Ｑ｜）
が得られる。この関数は論理ブロツクＬ３におい
て行われる。乗算器Ｍ２は｜Ｑ｜／（cas tan-1
｜Ｉ／Ｑ｜）すなわちＲを表わすＱ／cosθを得る
ために論理ブロツクＬ２の出力に乗ぜられる。
出力DENが｜Ｉ｜の場合は、QUO＝｜Ｑ／Ｉ
｜である。｜Ｑ／Ｉ｜の値が前述した｜Ｉ／Ｑ｜
と同様な方法で操作される場合、その結果は１／
（cos tan-1｜Ｑ／Ｉ｜）でありこの値は１／
（sin tan-1｜Ｉ／Ｑ｜）でありつまり１／sinθに
等しい。乗算器の結果は１／sinθすなわちＲであ
る。
従つてＱおよびＩの値の全範囲に対してＲは同
様な論理操作から導き出せる。
１／（cos tan-1QUO）を得るためのQUO操
作の他の方法として、逆正切ブロツクATからの
出力が用いられＬ３における操作は１／cosXを
導き出して換算する。ここでＸは前述の
tan-1QUOである。この方法は第３図の点線で示
される。
第４図は第１および第２図の回路に追加するも
ので移相器PSにおける位相制御を提供する。位
相制御又は他の補正は可聴帯域を良好にするため
に重要である。デジタル化されたＩおよびＱ信号
は共に乗算器Ｍ３において乗ぜられる。その結果
のIQは低域デジタル波器DF１において波さ
れる。波器出力はデジタル・アナログ変換装置
DAC２に供給される。DAC２からの出力はIQの
dcレベルに等しいdcレベルを有し、IQのdcレベ
ルは位相誤差すなわち第１図の移相器PSにおけ
る90゜位相シフトからのはずれを便宜的に示すも
のである。このdcレベルは位相シフトを90゜に補
正するために第１図の位相制御入力PCに供給さ
れる。デジタル波器DF１は望ましいものであ
るが必須のものでない。ＩにＱを乗ずると導き出
されるより高い周波数の波はdcレベルには影
響せずデジタル・アナログ変換およびDAC２か
らの出力のdcレベルの確立を簡単にする。
第５図は第１および第２図の回路に追加する他
のものでありチヤネル１の全利得とチヤネル２の
全利得の間の平衡をとるためのものである。この
平衡は増幅器AMP１およびAMP２における利得
制御により求められる。累計ユニツトSU１およ
びSU２は｜Ｉ｜および｜Ｑ｜が供給され｜Ｉ｜
および｜Ｑ｜信号により作られるサンプルｎまで
の合計に等しい出力を提供する。２つのチヤネル
の利得が等しい場合には、｜Ｉ｜サンプルの合計
は｜Ｑ｜サンプルの合計と等しくなるはずであ
り、云い換えればその差は零である。サンプルｎ
までの１方の合計は減算ユニツトＳにおいて他方
から減算される。その結果の差値は低域デジタル
波器DF２において波され変換器DAC３にお
いてアナログ形に変換される。結果として得られ
る出力のdcレベルはチヤネル１およびチヤネル
２において不平衡を示し、この利得を補正するた
めに増幅器AMP１およびAMP２において供給さ
れる。
他方、第４図および第５図において導き出され
た位相および利得のデジタル補正信号は、デジタ
ル処理ユニツトにおいてデジタル化されたＩおよ
びＱ信号に供給されるべき等化デジタル補正値の
計算の基礎として用いられる。
第６図は周波数変調（m）におけるデジタル
化されたＩおよびＱから変調信号を導き出すため
の他の技術を示すブロツク図である。乗算器Ｍ４
およびＭ５はI2およびQ2を得るために配置され、
このI2およびQ2は加算ユニツトＡ１においてI2＋
Q2を得るために加算される。ＩおよびＱはデジ
タル微分器DD２およびDD３において微分され
る。その結果のdQ／dtは乗算器Ｍ６においてＩ
が乗ぜられIdQ／dtを得る。同様に乗算器Ｍ７に
おいてQdI／dtが求められる。Ｍ６およびＭ７か
らの出力はQdI／dt−IdQ／dtが計算されこの値
は分子となり分母は前述したI2＋Q2となる。ユニ
ツトＤ２の出力はFMO２として表わされ、これ
は、（QdI／dt−IdQ／dt）／（I2＋Q2）として表
わされる。
Ｉ＝Ｒ sinθ，Ｑ＝Ｒ cosθ、およびＲとθは
時間の関数であることを考えると、上述の式は−
dθ／dtと置き換えられ周波数を示している。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による無線受信装置を示すブ
ロツク図、第２図は無線受信装置内に組込まれた
デジタル信号処理装置の詳細ブロツク図、第３図
は、第２図のデジタル信号処理装置をさらに詳し
く説明したブロツク図、第４図および第５図は、
位相および振幅制御のためのデジタル制御信号の
導出を示すブロツク図、および第６図は、第２図
に示すデジタル信号処理装置の他の実施例を示す
ブロツク図である。 RFA…RF増幅器、LO…局部発振器、Ｍ１，
Ｍ２…混合器、AMP１，AMP２…増幅器、PS
…移相器、LF１，LF２…低減波器、WF１，
WF２…広帯域波器、SH１，SH２…サンプル
アンドホールド回路、ADC…アナログ・デジタ
ル変換装置、DSP…デジタル信号処理装置、
DAC…デジタル・アナログ変換装置、CON…変
換段、DD…デジタル微分器、Ｌ１，Ｌ２…論理
ブロツク、RI，RQ…整流器、DIV…デイバイド
ユニツト、AT…逆正切（tan-1）ユニツト、AE
…角度エキスパンダ、SU１，SU２…累計ユニツ
ト、DF１，DF２…デジタル波器、DAC２，
DAC３…アナログ変換器、Ｍ３…乗算器、Ｓ…
減算ユニツト、Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６，Ｍ７…乗算
器、DD２，DD３…デジタル微分器、CH１，
CH２…チヤネル１，チヤネル２。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも単側波帯変調信号ssbmを受信し
    復調する無線受信装置であつて、前記単側波帯変
    調信号は単側波帯の中心周波数が搬送周波数から
    オフセツト周波数によりオフセツトされるものに
    おいて、前記無線受信装置は、 第１の信号路CH１であつて、受信信号RFと局
    部発振周波数Ｌ０を混合する第１の混合器Ｍ１を
    含み、前記局部発振周波数は出力段にて第１の混
    合信号を得るために前記単側波帯変調信号用の側
    波帯の中心周波数である主伝送周波数において動
    作するもの、 前記第１の混合信号をろ波する第１のフイルタ
    LF１であつて、出力段において同相信号Ｉとし
    て規定される第１のろ波信号を得るもの、 第２の信号路CH２であつて、前記受信信号RF
    と前記局部発振周波数を混合する第２の混合器Ｍ
    ２を含み、前記局部発振周波数は第２の混合信号
    を得るために相対的に位相シフトされるもの、 前記第２の混合信号をろ波する第２のフイルタ
    LF２であつて、出力段において直角位相信号Ｑ
    として規定される第２のろ波信号を得るもの、 前記同相信号Ｉ及び直角位相信号Ｑをデジタル
    同相信号ID及びデジタル直角位相信号QDに変換す
    るアナログ・デジタル変換器、 前記デジタル同相信号ID及びデジタル直角位相
    信号QDに応答するデジタル信号処理装置であつ
    て、前記デジタル同相信号ID及びデジタル直角位
    相信号QDから原変調を示す振幅Ｒ及び位相角Θ
    を得るために前記信号を復調するもの、及び 演算装置であつて、位相信号φを得るためにオ
    フセツト周波数における位相を位相角Θに加算若
    しくは位相角Θから減算し、Ｒ sinφ若しくはＲ
    cosφを導くために前記位相信号φに応答し、
    前記オフセツト周波数における位相が減算若しく
    は加算されるかに依存して、上方単側波帯変調及
    び下方単側波帯変調に対するデジタル単側波帯復
    調信号を得るもの、 を具備することを特徴とする無線受信装置。 ２ 前記デジタル単側波帯復調信号をアナログ信
    号に変換するためのデジタル・アナログ変換器を
    さらに具備する請求項１項に記載の無線受信装
    置。 ３ 前記デジタル信号処理装置は、周波数復調を
    示すdθ／dtを導くために、時間に関して位相角Θ
    を微分する微分器を有する請求項１項に記載の無
    線受信装置。 ４ 前記デジタル信号処理装置は、振幅変調を示
    す出力を得るために振幅Ｒに応答する手段を有す
    る請求項１項に記載の無線受信装置。 ５ 前記デジタル信号処理装置は、位相変調を示
    す出力を得るために位相角Θに応答する手段を有
    する請求項１項に記載の無線受信装置。 ６ 前記デジタル信号処理装置と前記第１及び第
    ２の信号路の間に、前記信号路における相互の増
    幅と位相を制御するための帰還制御回路を有する
    請求項１項に記載の無線受信装置。
JP57159057A 1981-09-15 1982-09-14 無線受信装置 Granted JPS58114532A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB08127797A GB2106734B (en) 1981-09-15 1981-09-15 Radio receiver
GB8127797 1981-09-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS58114532A JPS58114532A (ja) 1983-07-07
JPS6412128B2 true JPS6412128B2 (ja) 1989-02-28

Family

ID=10524508

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