JPS6412131B2 - - Google Patents
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- JPS6412131B2 JPS6412131B2 JP10901183A JP10901183A JPS6412131B2 JP S6412131 B2 JPS6412131 B2 JP S6412131B2 JP 10901183 A JP10901183 A JP 10901183A JP 10901183 A JP10901183 A JP 10901183A JP S6412131 B2 JPS6412131 B2 JP S6412131B2
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- Japan
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- signal
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000007774 longterm Effects 0.000 claims description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
〔発明の技術分野〕
本発明は、データ信号等の伝送に用いられる変
復調装置において、トレーニング信号の受信状態
を切替えるために適用される受信制御方式に関す
るものである。 〔従来技術〕 変復調装置（以下、モデム）においては、受信
側における自動利得設定、タイミング信号の同期
設定、搬送波の位相設定、および、自動等化器の
タツプ係数設定等を制御する目的上、データ信号
の送信に先立ち、送信側からトレーニング信号を
送信することが行なわれており、CCITT 、
27terの勧告によれば、回線接続の直後は長時間
のトレーニング信号を送信し、その後は、短期間
のトレーニング信号を送信するものとなつてい
る。 すなわち、受信側における自動等化器のタツプ
係数設定は、接続された伝送回線の伝送特性に応
じて定められ、大きな等化量を必要とする場合に
は、タツプ係数の設定に比較的長時間を要する反
面、一旦、タツプ係数が設定されゝば、伝送回線
の特性に大きな変更のない限り、タツプ係数の設
定は短時間により十分な等化引込みができるもの
となるため、前述のとおりに勧告されている。 第１図は、トレーニング信号の送受信状況を示
す図であり、起呼局側のモデムMDM1において
は、これに接続された端末機器等からの送信要求
信号に応じ、送信T1により、まず、長トレーニ
ング信号LTS1の送信を行ない、これ以降は、短
トレーニング信号STS1が送信要求信号の生ずる
度毎に送信されるものとなつている。 また、被呼局側のモデムMDM2においては、
受信R2により、各トレーニング信号LTS1，
STS1を受信するが、同様の送信要求信号に応じ、
まず、長トレーニング信号LTS2を送信T2により
送信し、これ以降は、送信要求信号の生ずる度毎
に短トレーニング信号STS2が送信され、これら
が、モデムMDM1の受信R1により受信されるも
のとなつている。 なお、送信T1，T2は、長トレーニング信号
LTS1，LTS2の送信状態Ｌから、短トレーニング
信号STS1，STS2の送信状態Ｓへ自動的に切替る
と共に、受信R1，R2も、長トレーニング信号
LTS2，LTS1の受信状態Ｌから、短トレーニング
信号STS2，STS1の受信状態Ｓへ自動的に切替る
ものとなつている。 次表は、上述の勧告による各トレーニング信号
LTS，STSの構成を示し、長，短に応じて各セ
グメントのS.I.（Symbol lnterval.）が定められて
いる。
復調装置において、トレーニング信号の受信状態
を切替えるために適用される受信制御方式に関す
るものである。 〔従来技術〕 変復調装置（以下、モデム）においては、受信
側における自動利得設定、タイミング信号の同期
設定、搬送波の位相設定、および、自動等化器の
タツプ係数設定等を制御する目的上、データ信号
の送信に先立ち、送信側からトレーニング信号を
送信することが行なわれており、CCITT 、
27terの勧告によれば、回線接続の直後は長時間
のトレーニング信号を送信し、その後は、短期間
のトレーニング信号を送信するものとなつてい
る。 すなわち、受信側における自動等化器のタツプ
係数設定は、接続された伝送回線の伝送特性に応
じて定められ、大きな等化量を必要とする場合に
は、タツプ係数の設定に比較的長時間を要する反
面、一旦、タツプ係数が設定されゝば、伝送回線
の特性に大きな変更のない限り、タツプ係数の設
定は短時間により十分な等化引込みができるもの
となるため、前述のとおりに勧告されている。 第１図は、トレーニング信号の送受信状況を示
す図であり、起呼局側のモデムMDM1において
は、これに接続された端末機器等からの送信要求
信号に応じ、送信T1により、まず、長トレーニ
ング信号LTS1の送信を行ない、これ以降は、短
トレーニング信号STS1が送信要求信号の生ずる
度毎に送信されるものとなつている。 また、被呼局側のモデムMDM2においては、
受信R2により、各トレーニング信号LTS1，
STS1を受信するが、同様の送信要求信号に応じ、
まず、長トレーニング信号LTS2を送信T2により
送信し、これ以降は、送信要求信号の生ずる度毎
に短トレーニング信号STS2が送信され、これら
が、モデムMDM1の受信R1により受信されるも
のとなつている。 なお、送信T1，T2は、長トレーニング信号
LTS1，LTS2の送信状態Ｌから、短トレーニング
信号STS1，STS2の送信状態Ｓへ自動的に切替る
と共に、受信R1，R2も、長トレーニング信号
LTS2，LTS1の受信状態Ｌから、短トレーニング
信号STS2，STS1の受信状態Ｓへ自動的に切替る
ものとなつている。 次表は、上述の勧告による各トレーニング信号
LTS，STSの構成を示し、長，短に応じて各セ
グメントのS.I.（Symbol lnterval.）が定められて
いる。
本発明は、従来のかゝる欠点を根本的に解決す
る目的を有し、第１のセグメントを検出した後、
これについで第２のセグメントを検出した結果に
基づき、受信状態の切替えを行なうものとして構
成した変復調装置の受信制御方式を提供すると共
に、第１のセグメントを検出した後、これについ
で第３のセグメントを検出した結果に基づき、受
信状態の切替えを行なうものとして構成した変復
調装置の受信制御方式を提供するものである。 〔実施例〕 以下、実施例を示す第３図以降により本発明の
詳細を説明する。 第３図は、第１発明と対応するブロツク図であ
り、モデムの回線端子側へ挿入される回線網制御
ユニツト（以下、NCU）によりモデムへ伝送回
線が接続されると、NCUから与えられる接続信
号CMLが“１”となり、インバータINの出力が
“０”へ転じ、フリツプフロツプ回路（以下、
FFC）FF1のリセツト状態が解除されると共に、
Ｄ形のFFC・FF2が未だリセツト状態のため、出
力が“１”であり、これと接続信号CMLとが
入力へ与えられているNANDゲートＧの出力が
“０”へ転じ、Ｄ形のFFC・FF3がリセツトされ
る。 たゞし、クロツクパルス状の受信タイミング信
号RTが“１”となれば、FFC・FF2がセツトさ
れ、出力が“０”へ転ずるため、NANDゲー
トＧの出力は“１”となり、以後この状態を維持
することにより、FFC・FF3のリセツト状態が解
除される。 以上の状態において、まず長トレーニング信号
LTSのセグメントが到来し、第２図ｃの周波
数特性を有する波器を用いた検出回路により検
出されると、検出信号DSが“１”として与えら
れるため、これに応じてFFC・FF1がセツトさ
れ、出力Ｑを“１”とし、これをFFC・FF3のデ
ータ入力Ｄへ与える。 ついで、セグメントが到来し、これの位相が
位相弁別回路により弁別されると、位相180゜のと
き“１”、位相0゜のとき“０”の弁別信号DPとな
り、シフトレジスタSRGのデータ入力Ｄへ与え
られ、クロツクパルス状の変調タイミング信号
MTに応じてシフトが行なわれるため、セグメン
トの疑以ランダムパターンにしたがつたbit列
がシフトレジスタSRGへ蓄積される。 一方、あらかじめ定められた疑以ランダムパタ
ーンと対応するbit列を発生するコード発生回路
CDGが設けてあり、これの出力とシフトレジス
タSRGの並列出力とがマグニチユード・コンパ
レータ等の照合回路REFへ与えられているため、
両者が一致すれば、同回路から一致信号が“１”
として生じ、これによつてFFC・FF3がセツトさ
れ、出力Ｑを“１”へ転ずる。 したがつて、セグメントに特有の周波数スペ
クトラムを検出した結果、検出信号DSが生じた
後、これについで、セグメントの疑以ランダム
パターンを検出した結果、一致信号が生ずれば、
FFC・FF3の出力Ｑが“１”となつたうえ、制御
信号CSとして送出されるものとなり、これを用
いて受信状態を短トレーニング信号STSと対応
する状態へ切替えることができる。 第４図ａはスクランブラのブロツク図、同図ｂ
はデスクランブラのブロツク図を示し、いずれ
も、ステイジS1〜S7、S11〜S17からなるシフトレ
ジスタと、加算器ADD1、ADD2、ADD11、
ADD12とにより構成され、入力IN1から送信デー
タを与えれば、出力OUT1からスクランブルされ
た送信データが送出され、これを入力IN2へ与え
ると、出力OUT2から元の送信データが得られる
ものとなつている。 また、ｂのデスクランブラは自己同期形であ
り、スクランブラとデスクランブラとの各ステイ
ジS1〜S7とS11〜S17により保持されている初期値
が、スクランブラとデスクランブラとの間におい
て異なつていても、ステイジS1〜S7の数に相当す
るbit数のデータを入力IN2から与えれば、自ずか
らスクランブラ側と同期状態が成立するものとな
つている。 すなわち、例えば、伝送速度が4800b／ｓ
（1600baud）の場合、1S.I当り3bitであり、セグ
メントでは、３（bit／S.I）×８（S.I）＝24（bit）
が入力IN3へ与えられ、この例ではステイジ数が
７のため、最初の7bitと対応する出力は不特定で
あるが、その後の24（bit）−７（bit）＝17（bit）は
正しく、上表のとおり、連続した“１”が送信さ
れるのに応じ、17bit連続した“１”が所定コー
ドとして得られるものとなる。 第５図は、以上のデスクランブラを用いること
を前提とした場合の第２発明と対応する実施例を
示すブロツク図であり、インバータIN、FFC・
FF1〜FF3、および、NANDゲートＧ等の構成は
第３図と同様であるが、所定コードの検出に
17bitのカウンタCUTを用いており、受信タイミ
ング信号RTをカウントし、カウントアツプによ
り出力OUTから“１”を送出するものとなつて
いる。 たゞし、第４図ｂの出力OUT2から受信々号
RDが与えられ、これが“０”となればカウンタ
CUTがリセツトされるものとなつており、長ト
レーニング信号LTSのセグメントが到来し、
上述のとおり17bit連続した“１”が受信信号RD
として与えられなければ、カウンタCUTはカウ
ントアツプを行なわないのに対し、17bit連続し
て“１”が与えられゝば、カウントアツプを行な
うものとなつている。 このため、接続信号CMLが“１”として与え
られてから、セグメントの検出信号DSが“１”
として与えられ、ついで、セグメントの到来に
応じてカウンタCUTがカウントアツプし、デス
クランブラの出力が所定コードとして検出されゝ
ば、FFC・FF3がセツトされ、制御信号CSを
“１”として送出するものとなり、第３図と同様
の結果が得られる。 したがつて、長トレーニング信号LTSのセグ
メントを検出し、かつ、これについて、同様の
セグメントまたはを検出した後に受信状態の
切替えが行なわれるものとなり、伝送回線へ交換
機等から混入する雑音成分または、漏話等により
混入する音声成分を検出することが阻止され、誤
切替えが排除されるため、受信側の自動等化器に
対するタツプ係数の設定状況等が正確となり、誤
切替えの発生により回線接続状態を再設定する等
の手間が省略され、データ信号等の送受信運用効
率が向上する。 たゞし、FFC・FF2およびNANDゲートＧは、
微分動作を行なうものであるため、他の微分回路
へ置換してもよく、シフトレジスタSRGの代り
にメモリ等を用いても同様であり、カウンタ
CUTのビツト数は条状に応じて定めればよいと
共に、第３図および第５図と同等の機能をマイク
ロプロセツサ等により実現してもよい等、種々の
変形が自在である。 〔発明の効果〕 以上の説明により明らかなとおり本発明によれ
ば、受信側における短トレーニング信号の受信状
態への切替えが確実となり、自動等化器のタツプ
係数設定状況等が正確化され、常に安定なデータ
信号の受信が行なわれるものとなるため、長期間
と短期間とのトレーニング信号を用いるモデムに
おいて顕著な効果が得られる。
る目的を有し、第１のセグメントを検出した後、
これについで第２のセグメントを検出した結果に
基づき、受信状態の切替えを行なうものとして構
成した変復調装置の受信制御方式を提供すると共
に、第１のセグメントを検出した後、これについ
で第３のセグメントを検出した結果に基づき、受
信状態の切替えを行なうものとして構成した変復
調装置の受信制御方式を提供するものである。 〔実施例〕 以下、実施例を示す第３図以降により本発明の
詳細を説明する。 第３図は、第１発明と対応するブロツク図であ
り、モデムの回線端子側へ挿入される回線網制御
ユニツト（以下、NCU）によりモデムへ伝送回
線が接続されると、NCUから与えられる接続信
号CMLが“１”となり、インバータINの出力が
“０”へ転じ、フリツプフロツプ回路（以下、
FFC）FF1のリセツト状態が解除されると共に、
Ｄ形のFFC・FF2が未だリセツト状態のため、出
力が“１”であり、これと接続信号CMLとが
入力へ与えられているNANDゲートＧの出力が
“０”へ転じ、Ｄ形のFFC・FF3がリセツトされ
る。 たゞし、クロツクパルス状の受信タイミング信
号RTが“１”となれば、FFC・FF2がセツトさ
れ、出力が“０”へ転ずるため、NANDゲー
トＧの出力は“１”となり、以後この状態を維持
することにより、FFC・FF3のリセツト状態が解
除される。 以上の状態において、まず長トレーニング信号
LTSのセグメントが到来し、第２図ｃの周波
数特性を有する波器を用いた検出回路により検
出されると、検出信号DSが“１”として与えら
れるため、これに応じてFFC・FF1がセツトさ
れ、出力Ｑを“１”とし、これをFFC・FF3のデ
ータ入力Ｄへ与える。 ついで、セグメントが到来し、これの位相が
位相弁別回路により弁別されると、位相180゜のと
き“１”、位相0゜のとき“０”の弁別信号DPとな
り、シフトレジスタSRGのデータ入力Ｄへ与え
られ、クロツクパルス状の変調タイミング信号
MTに応じてシフトが行なわれるため、セグメン
トの疑以ランダムパターンにしたがつたbit列
がシフトレジスタSRGへ蓄積される。 一方、あらかじめ定められた疑以ランダムパタ
ーンと対応するbit列を発生するコード発生回路
CDGが設けてあり、これの出力とシフトレジス
タSRGの並列出力とがマグニチユード・コンパ
レータ等の照合回路REFへ与えられているため、
両者が一致すれば、同回路から一致信号が“１”
として生じ、これによつてFFC・FF3がセツトさ
れ、出力Ｑを“１”へ転ずる。 したがつて、セグメントに特有の周波数スペ
クトラムを検出した結果、検出信号DSが生じた
後、これについで、セグメントの疑以ランダム
パターンを検出した結果、一致信号が生ずれば、
FFC・FF3の出力Ｑが“１”となつたうえ、制御
信号CSとして送出されるものとなり、これを用
いて受信状態を短トレーニング信号STSと対応
する状態へ切替えることができる。 第４図ａはスクランブラのブロツク図、同図ｂ
はデスクランブラのブロツク図を示し、いずれ
も、ステイジS1〜S7、S11〜S17からなるシフトレ
ジスタと、加算器ADD1、ADD2、ADD11、
ADD12とにより構成され、入力IN1から送信デー
タを与えれば、出力OUT1からスクランブルされ
た送信データが送出され、これを入力IN2へ与え
ると、出力OUT2から元の送信データが得られる
ものとなつている。 また、ｂのデスクランブラは自己同期形であ
り、スクランブラとデスクランブラとの各ステイ
ジS1〜S7とS11〜S17により保持されている初期値
が、スクランブラとデスクランブラとの間におい
て異なつていても、ステイジS1〜S7の数に相当す
るbit数のデータを入力IN2から与えれば、自ずか
らスクランブラ側と同期状態が成立するものとな
つている。 すなわち、例えば、伝送速度が4800b／ｓ
（1600baud）の場合、1S.I当り3bitであり、セグ
メントでは、３（bit／S.I）×８（S.I）＝24（bit）
が入力IN3へ与えられ、この例ではステイジ数が
７のため、最初の7bitと対応する出力は不特定で
あるが、その後の24（bit）−７（bit）＝17（bit）は
正しく、上表のとおり、連続した“１”が送信さ
れるのに応じ、17bit連続した“１”が所定コー
ドとして得られるものとなる。 第５図は、以上のデスクランブラを用いること
を前提とした場合の第２発明と対応する実施例を
示すブロツク図であり、インバータIN、FFC・
FF1〜FF3、および、NANDゲートＧ等の構成は
第３図と同様であるが、所定コードの検出に
17bitのカウンタCUTを用いており、受信タイミ
ング信号RTをカウントし、カウントアツプによ
り出力OUTから“１”を送出するものとなつて
いる。 たゞし、第４図ｂの出力OUT2から受信々号
RDが与えられ、これが“０”となればカウンタ
CUTがリセツトされるものとなつており、長ト
レーニング信号LTSのセグメントが到来し、
上述のとおり17bit連続した“１”が受信信号RD
として与えられなければ、カウンタCUTはカウ
ントアツプを行なわないのに対し、17bit連続し
て“１”が与えられゝば、カウントアツプを行な
うものとなつている。 このため、接続信号CMLが“１”として与え
られてから、セグメントの検出信号DSが“１”
として与えられ、ついで、セグメントの到来に
応じてカウンタCUTがカウントアツプし、デス
クランブラの出力が所定コードとして検出されゝ
ば、FFC・FF3がセツトされ、制御信号CSを
“１”として送出するものとなり、第３図と同様
の結果が得られる。 したがつて、長トレーニング信号LTSのセグ
メントを検出し、かつ、これについて、同様の
セグメントまたはを検出した後に受信状態の
切替えが行なわれるものとなり、伝送回線へ交換
機等から混入する雑音成分または、漏話等により
混入する音声成分を検出することが阻止され、誤
切替えが排除されるため、受信側の自動等化器に
対するタツプ係数の設定状況等が正確となり、誤
切替えの発生により回線接続状態を再設定する等
の手間が省略され、データ信号等の送受信運用効
率が向上する。 たゞし、FFC・FF2およびNANDゲートＧは、
微分動作を行なうものであるため、他の微分回路
へ置換してもよく、シフトレジスタSRGの代り
にメモリ等を用いても同様であり、カウンタ
CUTのビツト数は条状に応じて定めればよいと
共に、第３図および第５図と同等の機能をマイク
ロプロセツサ等により実現してもよい等、種々の
変形が自在である。 〔発明の効果〕 以上の説明により明らかなとおり本発明によれ
ば、受信側における短トレーニング信号の受信状
態への切替えが確実となり、自動等化器のタツプ
係数設定状況等が正確化され、常に安定なデータ
信号の受信が行なわれるものとなるため、長期間
と短期間とのトレーニング信号を用いるモデムに
おいて顕著な効果が得られる。
第１図はトレーニング信号の送受信状況を示す
図、第２図ａはデータ信号を伝送時の周波数スペ
クトラムを示す図、同図ｂはトレーニング信号の
セグメントを伝送時の周波数スペクトラムを示
す図、同図ｃはセグメントの検出に用いる波
器の周波数特性を示す図、第３図は第１発明と対
応する実施例のブロツク図、第４図ａはスクラン
ブラのブロツク図、同図ｂはデスクランブラのブ
ロツク図、第５図は第２発明と対応する実施例の
ブロツク図である。 MDM1，MDM2……モデム（変復調装置）、
LTS1，LTS2……長トレーニング信号（長期間の
トレーニング信号）、STS1，STS2……短トレー
ニング信号（短期間のトレーニング信号）、IN…
…インバータ、FF1〜FF3……FFC（フリツプフ
ロツプ回路）、Ｇ……NANDゲート、SRG……シ
フトレジスタ、CDG……コード発生回路、REF
……照合回路、CUT……カウンタ。
図、第２図ａはデータ信号を伝送時の周波数スペ
クトラムを示す図、同図ｂはトレーニング信号の
セグメントを伝送時の周波数スペクトラムを示
す図、同図ｃはセグメントの検出に用いる波
器の周波数特性を示す図、第３図は第１発明と対
応する実施例のブロツク図、第４図ａはスクラン
ブラのブロツク図、同図ｂはデスクランブラのブ
ロツク図、第５図は第２発明と対応する実施例の
ブロツク図である。 MDM1，MDM2……モデム（変復調装置）、
LTS1，LTS2……長トレーニング信号（長期間の
トレーニング信号）、STS1，STS2……短トレー
ニング信号（短期間のトレーニング信号）、IN…
…インバータ、FF1〜FF3……FFC（フリツプフ
ロツプ回路）、Ｇ……NANDゲート、SRG……シ
フトレジスタ、CDG……コード発生回路、REF
……照合回路、CUT……カウンタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 位相反転を反復する信号からなる第１のセグ
メントおよびあらかじめ定めた疑以ランダムパタ
ーンの信号からなる第２のセグメントならびにデ
スクランブラ同期用の信号からなる第３のセグメ
ントにより各々が構成される長期間と短期間との
トレーニング信号を受信し、前記長期間のトレー
ニング信号を受信した後に前記短期間のトレーニ
ング信号の受信状態への切替えを行なう変復調装
置において、前記第１のセグメントに含まれる特
有の周波数スペクトラムを検出した結果と、該検
出結果につぐ前記第２のセグメントの疑以ランダ
ムパターンを検出した結果とに基づき、前記短期
間のトレーニング信号の受信状態への切替えを行
なうことを特徴とする変復調装置の受信制御方
式。 ２ 位相反転を反復する信号からなる第１のセグ
メントおよび疑以ランダムパターンの信号からな
る第２のセグメントならびにデスクランブラ同期
用の信号からなる第３のセグメントにより各々が
構成される長期間と短期間とのトレーニング信号
を受信し、前記長期間のトレーニング信号を受信
した後に前記短期間のトレーニング信号の受信状
態への切替えを行なう変復調装置において、前記
第１のセグメントに含まれる特有の周波数スペク
トラムを検出した結果と、該検出結果につぐ前記
第３のセグメントによるデスクランブラの出力が
所定コードとして検出された結果とに基づき、前
記短期間のトレーニング信号の受信状態への切替
えを行なうことを特徴とする変復調装置の受信制
御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10901183A JPS601928A (ja) | 1983-06-17 | 1983-06-17 | 変復調装置の受信制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10901183A JPS601928A (ja) | 1983-06-17 | 1983-06-17 | 変復調装置の受信制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS601928A JPS601928A (ja) | 1985-01-08 |
| JPS6412131B2 true JPS6412131B2 (ja) | 1989-02-28 |
Family
ID=14499303
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10901183A Granted JPS601928A (ja) | 1983-06-17 | 1983-06-17 | 変復調装置の受信制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS601928A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE525241C2 (sv) | 2002-05-29 | 2005-01-11 | Sandvik Ab | Borrverktygsats, borrverktyg samt indexerbart borrskär härför |
-
1983
- 1983-06-17 JP JP10901183A patent/JPS601928A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS601928A (ja) | 1985-01-08 |
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