JPS641967B2 - - Google Patents
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- JPS641967B2 JPS641967B2 JP3481179A JP3481179A JPS641967B2 JP S641967 B2 JPS641967 B2 JP S641967B2 JP 3481179 A JP3481179 A JP 3481179A JP 3481179 A JP3481179 A JP 3481179A JP S641967 B2 JPS641967 B2 JP S641967B2
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
第１図は水晶発振器の最も簡単な等価回路（水
晶振動子はシンボルで示す）である。 Ｙは水晶振動子、付記したγは水晶振動子Ｙの
容量比、COは電極間容量である。CLは水晶振動
子を除く回路全体の容量で、負荷容量と呼ばれて
いるものである。 なお、発振周波数に無関係なループゲインに関
するものは省略してある。 この回路における発振周波数を水晶振動子の
直列共振周波数Sからの偏差量Δ（＝―S）／
Sの式で示すと周知のように(1)式となる。 Δ／S＝CO／2γ（CO＋CL） ……(1) 温度補償を行なうにはこの式の負荷容量CLを
温度に従つて変化させれば良い。 第２図は第１図のCLの代わりに、サーミスタ
RPとコンデンサCPを並列に接続したものを挿入
した低温補償用として知られた回路であるが、こ
の回路は本発明の原型となるもので、サーミスタ
の抵抗値RPの温度変化によつて生ずる等価的負
荷容量CLの変化を高温補償に利用するものであ
る。 第２図におけるサーミスタRPとコンデンサCP
の並列回路を第３図のように直列回路に等価的に
変換してそれぞれ抵抗RS、コンデンサCSを得た
とすれば RS＝RP／１＋RP 2ω2CP 2 …(2) CS＝１＋RP 2ω2CP 2／RP 2ω2CP …(3) となる。こゝでは発振周波数に直接関係のない
RSは無視してCSについてのみ注目する。ある任
意の温度Ｔでのサーミスタの抵抗RPの値をRP(T)、
基準温度TOでのRPの値をRP(O)とし、この温度Ｔ
での直列容量CSの値CS(T)を(3)式により求めると CS(T)＝｛（RP(O)／RP(T)）2（XC／RP(O)）2＋１｝CP…
(4) となる。たヾしXC＝１／ωCPである。 一方(1)式を変形し、温度Ｔにおける偏差量を
Δ(T)／S、負荷容量をCL(T)とすると CL(T)＝（１／2γ・Δ(T)／S―１）CO …(5) となる。さらに基準温度TOの偏差量をΔ(O)／S
＝CO／2γ（CO＋CL(O)、負荷容量をCL(O)とし、温度Ｔ
に おける偏差量と基準温度TOにおける偏差量の差
を補償周波数量M(T)とおけば M(T)＝Δ(T)／S―Δ(O)／S Δ(T)／S＝M(T)＋Δ(O)／S＝M(T)＋CO／2γ
（CO＋CL(O)） …(6) (6)式の右辺はSを含まない式となつている。 次に(5)式に(6)式を代入すると CL(T)＝｛CO＋CL(O)／2γM(T)（CO＋CL(O)＋CO―１｝CO
…(7) となるが、この(7)式は温度Ｔにおいて補償周波数
量M(T)を得るに必要な負荷容量（補償容量）CL(T)
を求める式である。 (7)式により温度T1，T2にて必要な水晶振動子
の補償容量がそれぞれCL(T1)，CL(T2)と求まれば、
CL(T)＝CS(T)であることから、(4)式から次式が成立
する。 CL(T1)＝（b2／β1 2＋１）CP …(8) CL(T2)＝b2／β2 2＋１）CP …(9) （こゝでｂ＝XC／RP(O)、β(T)＝RP(O)とする） この(8)、(9)式をCPおよびｂについて解けば必
要な素子値RP(O)・CPが次式の如く得られる。 ∴CP＝CL(T2)β2 2―CL(T1)β1 2／β2 2―β1 2 …(11) ∴RP(O)＝XC／ｂ＝１／ωCPｂ …(12) なお基準温度T0における負荷容量CL(O)をRP(O)
およびCPから求めると（RP(O)／RP(O)）2＝１に注目
して CS(O)＝（XC 2／RP(O) 2＋１）CP …（13） となる。 さて、以上の計算式を用いて各温度に亘つて補
償の可能性を検証するとき、第２図の温度補償回
路は第４図に示す水晶振動子の温度特性の高温部
（T0よりも高温部）の補償に殊に適していること
を知る。更に３次オーバートーン発振のとき基準
温度T0における負荷容量CL(O)は100pF以下に選定
した方が補償効果が大きい。この理由は(1)式中の
CLが百PF以上になると第５図から明らかなよう
にΔ／Sは殆んど変化せず、補償周波数量を得
るに必要な補償容量が得られないためである。第
５図は(1)式に３次オーバートーン振動子の典型的
な数値γ＝2500、CO＝5PFを入れて計算したグラ
フである。 次に、本発明の具体的な実施例について説明す
る。一般に水晶振動子のγやCOが製造のバラツ
キによつて変化する場合や温度特性がその振動板
のカツトアングルによつて例えば第６図の如く
様々に変化する場合は個々にRP，CPを選定して
その都度補償回路を設計しなければならない。そ
こで、この不都合を解決するためには、本発明を
次のように変形すればよい。 即ち、第７図は本発明の変形実施例を示す温度
補償回路である。この回路の特徴はRP，CPをそ
の都度設計選定するのをやめて、サーミスタRP
の調整を行なうために第２図のRPに直列抵抗RC
を挿入したところにある。本抵抗RCは可変抵抗
器やPINダイオード等の半導体デバイスの等価抵
抗で代用できることは云うまでもない。このとき
の補償回路の直列容量値CS(T)は、RC／RP(O)＝ａと
すれば、（(4)式を導いたのと同要領で）次式を得
る。 CS(T)＝｛b2／（ａ＋β(T)）2＋１｝CP …（14） たゞし（ｂ＝XC／RP(O)、XC＝１／ωCP、β(T)＝
RP(T)／RP(O)） 従つてあらかじめ適宜設計選定されたｂおよび
CPを用いそれにRCを添加して所望の任意のCS(T)
を得るａの値を（14）式から求めて見ると、β(T)
＞０、ｂ＞０であるので、 となり、CS(T)CPおよびａ＞０の条件を満足する
範囲内で感度調整用RCの値はこの（15）式によ
つて決定されることになる。このRCの実際的な
使用方法は、このRCを可変抵抗器で代用し、基
準温度T0における発振周波数に、温度T2におけ
る発振周波数が一致するように可変抵抗器を調整
するのが確実であり簡単でもある。 次に、このサーミスタRPの感度調整を抵抗RC
で行なつた場合、その前後で、基準温度の発振周
波数に生じたずれを計算してみると次のようにな
る。 先ず（14）式の基準温度における直列容量値
CS(O)は（13）式を求めたときと同様に、β(T)＝
RP(O)／RP(O)＝１に注目して計算し、 CS(O)＝｛b2／（ａ＋１）2＋１｝CP …（16） であることがわかる。この（16）式を使用して、
実際的な数値CP＝18.55PF、ｂ＝0.28のときの
CS(O)の値を求めてみると、ａ＝0.1にするとCS(O)＝
19.75PFとなる。またａ＝０のとき（RCが短絡の
とき）は（（13）式を使用して計算して）CS(O)＝
20PFとなる。さらにこれらのCS(O)値で、３次オ
ーバートーン水晶振動子の代表的定数例としてγ
＝2500、CO＝5PFを採用し、これで(1)式を計算し
てそれぞれの値を比較してみせると、ａをａ＝０
からａ＝0.1に変化させたときの発振周波数の変
動率は＋0.4×10-6であつて非常に小さく、殆ん
ど無視できることを知る。これは本発明の効果の
ひとつであつて、特にCS(O)が100pF以下の条件下
でその効果が著しい。第８図には本発明の方法に
よつて温度補償を行なつたもののグラフを示し
た。周波数は50MHz、サーミスタのＢ定数は約
3000〓、25℃に於ける抵抗値は613Ωのものであ
る。表１には水晶振動子のγ，CO、および第７
図に示す補償回路の各素子値などを記載してあ
る。これら表１の素子の構成によつて得られた各
温度における補償周波数量M(T)を表２に記載し
た。
晶振動子はシンボルで示す）である。 Ｙは水晶振動子、付記したγは水晶振動子Ｙの
容量比、COは電極間容量である。CLは水晶振動
子を除く回路全体の容量で、負荷容量と呼ばれて
いるものである。 なお、発振周波数に無関係なループゲインに関
するものは省略してある。 この回路における発振周波数を水晶振動子の
直列共振周波数Sからの偏差量Δ（＝―S）／
Sの式で示すと周知のように(1)式となる。 Δ／S＝CO／2γ（CO＋CL） ……(1) 温度補償を行なうにはこの式の負荷容量CLを
温度に従つて変化させれば良い。 第２図は第１図のCLの代わりに、サーミスタ
RPとコンデンサCPを並列に接続したものを挿入
した低温補償用として知られた回路であるが、こ
の回路は本発明の原型となるもので、サーミスタ
の抵抗値RPの温度変化によつて生ずる等価的負
荷容量CLの変化を高温補償に利用するものであ
る。 第２図におけるサーミスタRPとコンデンサCP
の並列回路を第３図のように直列回路に等価的に
変換してそれぞれ抵抗RS、コンデンサCSを得た
とすれば RS＝RP／１＋RP 2ω2CP 2 …(2) CS＝１＋RP 2ω2CP 2／RP 2ω2CP …(3) となる。こゝでは発振周波数に直接関係のない
RSは無視してCSについてのみ注目する。ある任
意の温度Ｔでのサーミスタの抵抗RPの値をRP(T)、
基準温度TOでのRPの値をRP(O)とし、この温度Ｔ
での直列容量CSの値CS(T)を(3)式により求めると CS(T)＝｛（RP(O)／RP(T)）2（XC／RP(O)）2＋１｝CP…
(4) となる。たヾしXC＝１／ωCPである。 一方(1)式を変形し、温度Ｔにおける偏差量を
Δ(T)／S、負荷容量をCL(T)とすると CL(T)＝（１／2γ・Δ(T)／S―１）CO …(5) となる。さらに基準温度TOの偏差量をΔ(O)／S
＝CO／2γ（CO＋CL(O)、負荷容量をCL(O)とし、温度Ｔ
に おける偏差量と基準温度TOにおける偏差量の差
を補償周波数量M(T)とおけば M(T)＝Δ(T)／S―Δ(O)／S Δ(T)／S＝M(T)＋Δ(O)／S＝M(T)＋CO／2γ
（CO＋CL(O)） …(6) (6)式の右辺はSを含まない式となつている。 次に(5)式に(6)式を代入すると CL(T)＝｛CO＋CL(O)／2γM(T)（CO＋CL(O)＋CO―１｝CO
…(7) となるが、この(7)式は温度Ｔにおいて補償周波数
量M(T)を得るに必要な負荷容量（補償容量）CL(T)
を求める式である。 (7)式により温度T1，T2にて必要な水晶振動子
の補償容量がそれぞれCL(T1)，CL(T2)と求まれば、
CL(T)＝CS(T)であることから、(4)式から次式が成立
する。 CL(T1)＝（b2／β1 2＋１）CP …(8) CL(T2)＝b2／β2 2＋１）CP …(9) （こゝでｂ＝XC／RP(O)、β(T)＝RP(O)とする） この(8)、(9)式をCPおよびｂについて解けば必
要な素子値RP(O)・CPが次式の如く得られる。 ∴CP＝CL(T2)β2 2―CL(T1)β1 2／β2 2―β1 2 …(11) ∴RP(O)＝XC／ｂ＝１／ωCPｂ …(12) なお基準温度T0における負荷容量CL(O)をRP(O)
およびCPから求めると（RP(O)／RP(O)）2＝１に注目
して CS(O)＝（XC 2／RP(O) 2＋１）CP …（13） となる。 さて、以上の計算式を用いて各温度に亘つて補
償の可能性を検証するとき、第２図の温度補償回
路は第４図に示す水晶振動子の温度特性の高温部
（T0よりも高温部）の補償に殊に適していること
を知る。更に３次オーバートーン発振のとき基準
温度T0における負荷容量CL(O)は100pF以下に選定
した方が補償効果が大きい。この理由は(1)式中の
CLが百PF以上になると第５図から明らかなよう
にΔ／Sは殆んど変化せず、補償周波数量を得
るに必要な補償容量が得られないためである。第
５図は(1)式に３次オーバートーン振動子の典型的
な数値γ＝2500、CO＝5PFを入れて計算したグラ
フである。 次に、本発明の具体的な実施例について説明す
る。一般に水晶振動子のγやCOが製造のバラツ
キによつて変化する場合や温度特性がその振動板
のカツトアングルによつて例えば第６図の如く
様々に変化する場合は個々にRP，CPを選定して
その都度補償回路を設計しなければならない。そ
こで、この不都合を解決するためには、本発明を
次のように変形すればよい。 即ち、第７図は本発明の変形実施例を示す温度
補償回路である。この回路の特徴はRP，CPをそ
の都度設計選定するのをやめて、サーミスタRP
の調整を行なうために第２図のRPに直列抵抗RC
を挿入したところにある。本抵抗RCは可変抵抗
器やPINダイオード等の半導体デバイスの等価抵
抗で代用できることは云うまでもない。このとき
の補償回路の直列容量値CS(T)は、RC／RP(O)＝ａと
すれば、（(4)式を導いたのと同要領で）次式を得
る。 CS(T)＝｛b2／（ａ＋β(T)）2＋１｝CP …（14） たゞし（ｂ＝XC／RP(O)、XC＝１／ωCP、β(T)＝
RP(T)／RP(O)） 従つてあらかじめ適宜設計選定されたｂおよび
CPを用いそれにRCを添加して所望の任意のCS(T)
を得るａの値を（14）式から求めて見ると、β(T)
＞０、ｂ＞０であるので、 となり、CS(T)CPおよびａ＞０の条件を満足する
範囲内で感度調整用RCの値はこの（15）式によ
つて決定されることになる。このRCの実際的な
使用方法は、このRCを可変抵抗器で代用し、基
準温度T0における発振周波数に、温度T2におけ
る発振周波数が一致するように可変抵抗器を調整
するのが確実であり簡単でもある。 次に、このサーミスタRPの感度調整を抵抗RC
で行なつた場合、その前後で、基準温度の発振周
波数に生じたずれを計算してみると次のようにな
る。 先ず（14）式の基準温度における直列容量値
CS(O)は（13）式を求めたときと同様に、β(T)＝
RP(O)／RP(O)＝１に注目して計算し、 CS(O)＝｛b2／（ａ＋１）2＋１｝CP …（16） であることがわかる。この（16）式を使用して、
実際的な数値CP＝18.55PF、ｂ＝0.28のときの
CS(O)の値を求めてみると、ａ＝0.1にするとCS(O)＝
19.75PFとなる。またａ＝０のとき（RCが短絡の
とき）は（（13）式を使用して計算して）CS(O)＝
20PFとなる。さらにこれらのCS(O)値で、３次オ
ーバートーン水晶振動子の代表的定数例としてγ
＝2500、CO＝5PFを採用し、これで(1)式を計算し
てそれぞれの値を比較してみせると、ａをａ＝０
からａ＝0.1に変化させたときの発振周波数の変
動率は＋0.4×10-6であつて非常に小さく、殆ん
ど無視できることを知る。これは本発明の効果の
ひとつであつて、特にCS(O)が100pF以下の条件下
でその効果が著しい。第８図には本発明の方法に
よつて温度補償を行なつたもののグラフを示し
た。周波数は50MHz、サーミスタのＢ定数は約
3000〓、25℃に於ける抵抗値は613Ωのものであ
る。表１には水晶振動子のγ，CO、および第７
図に示す補償回路の各素子値などを記載してあ
る。これら表１の素子の構成によつて得られた各
温度における補償周波数量M(T)を表２に記載し
た。
【表】
【表】
さて、第８図のグラフおよび表２のM(T)をみる
とき、サーミスタRPの「感度」を直列挿入抵抗
RCによりａの値で０〜0.1と変えても温度一周波
数特性の25℃以下の低温度にはその影響が殆んど
現れないことがわかる。（これも本発明の効果の
ひとつである。）さらに本発明の他の効果は上述
したように水晶振動子の特性のバラツキ補正が容
易なことである。即ち、第２図に示した補償回路
の各定数を上記手法を用いて、高温補償を行うに
あたり第４図のT1およびT2の温度点で前述した
(10)〜(12)式により素子値Rp，Cpが設計選定された
場合を考えると、このRp，Cpで補償可能な水晶
振動子のカツトアングルの範囲は、当面必要な温
度周波数特性の許容値を例えば10℃〜70℃におい
て±２×10-6とするとき、AT板の水晶振動子で
その切断角度偏差は±15秒以内にしなければなら
ない。これは生産上極めて厳しい条件であり、経
済的には到底引き合わない。 さらに、水晶振動子のγやCOにも製造過程で
必らずバラツキを生ずるものである故、このバラ
ツキの影響も考慮に入れる必要がある。この両者
のバラツキがそれぞれ所定値（後述）から±10％
以内に入るよう充分選別したものを使用した場合
の補償周波数量M(T)のバラツキを(7)式および(1)式
で計算してみると70℃において必要な補償周波数
量M(70)をM(70)＝−17×10-6に設定したときに、
水晶振動子のγ，COの値及びバラツキがそれぞ
れγ＝2500±10％、CO＝5PF±10％であつたと
し、このときのCL(O)＝20PFとすれば、γ＝2250、
CO＝5.5PFの最悪値ではM(70)＝−20×10-6とな
り、許容値内に納めることは難しい。 本発明の補償回路、特にそのサーミスタに更に
調整用抵抗を挿入した補償回路の著るしい特徴は
これらの欠点を一挙に解決するところにあつて、
抵抗RCを用いて容易に水晶振動子のγやCOのバ
ラツキおよびカツトアングルのバラツキを補正し
うるものである。またその補正の範囲についても
前述のａがａ≒∞すなわち無補償の部分からａ≒
０（すなわち第２図の補償回路の部分）に至るま
で連続的に変更できる特長を持つている。 第９図はこの補正範囲を斜線で示したものであ
るが水晶振動子の温度特性がこの斜線内にある限
り、抵抗RCの値を変更することにより斜線内の
任意の１温度点における周波数の偏差量を零にす
ることができる。 次には本発明の装置の出力レベルの安定化につ
いて説明を行なう。 第１１図は本発明の具体的な回路図である。こ
の回路は抵抗R3を短絡すれば、典型的なコレク
タ接地型のコルビツツ回路になる。この回路にお
いて従来行なわれているうに発振出力をトランジ
スタTRのエミツタ回路に挿入されているトラン
スＴを経由して、出力端子OUTBから取り出す
ときは、前述の補償回路の直列抵抗値RSの変化
が直接発振レベルに影響するので好ましくない。
即ちRS値を(2)式により計算してみると、70℃付
近では第８図に示すｂ≒0.28を例にとると、RP(O)
の約２倍の抵抗値が挿入されたことになり、その
ため出力レベルが第１０図の曲線Ｂの如く大きく
変動するのである。ところが第１１図のようにト
ランジスタTRのコレクタとアース間に抵抗R3を
挿入しコレクタ側からコンデンサＣ５を介して発
振出力を出力端子OUTAから取り出すときは、
前述したRSの変化による出力レベルの変動は殆
んど無くなり、出力レベルは第１０図の曲線Ａの
ように極めて安定したものとなる。これはこの出
力がトランジスタのベース過入力におけるコレク
タ出力の飽和効果を利用したものとなつているか
らである。なお第１１図の発振回路における発振
定常時のベース入力は過入力になつているものと
考えられる。 この発明は、上述したように極めて単純な回路
構成によつて、水晶発振器の温度―周波数特性
を、殊に高温部について強力に改善する特徴をも
ちその効果は著るしく工業上極めて有用な発明と
いうべきである。 なお、本発明の可変抵抗器RCはこれを、ダイ
オード、トランジスタ等の半導体抵抗素子で構成
することが可能である。そしてこのときのそれら
の抵抗素子の抵抗値は（ダイオード又はトランジ
スタのベース・エミツタ間に流す）直流電流値又
は（FETのゲートに印加する）直流電圧値によ
つて変化させることができる。（ダイオードは
PIN型を使用して好成績を納める。）かかる直流
電流・電圧による水晶発振器の周波数温度特性の
補償の制御は、アクテイブな温度補償の添加の可
能性を示唆して興味がある。
とき、サーミスタRPの「感度」を直列挿入抵抗
RCによりａの値で０〜0.1と変えても温度一周波
数特性の25℃以下の低温度にはその影響が殆んど
現れないことがわかる。（これも本発明の効果の
ひとつである。）さらに本発明の他の効果は上述
したように水晶振動子の特性のバラツキ補正が容
易なことである。即ち、第２図に示した補償回路
の各定数を上記手法を用いて、高温補償を行うに
あたり第４図のT1およびT2の温度点で前述した
(10)〜(12)式により素子値Rp，Cpが設計選定された
場合を考えると、このRp，Cpで補償可能な水晶
振動子のカツトアングルの範囲は、当面必要な温
度周波数特性の許容値を例えば10℃〜70℃におい
て±２×10-6とするとき、AT板の水晶振動子で
その切断角度偏差は±15秒以内にしなければなら
ない。これは生産上極めて厳しい条件であり、経
済的には到底引き合わない。 さらに、水晶振動子のγやCOにも製造過程で
必らずバラツキを生ずるものである故、このバラ
ツキの影響も考慮に入れる必要がある。この両者
のバラツキがそれぞれ所定値（後述）から±10％
以内に入るよう充分選別したものを使用した場合
の補償周波数量M(T)のバラツキを(7)式および(1)式
で計算してみると70℃において必要な補償周波数
量M(70)をM(70)＝−17×10-6に設定したときに、
水晶振動子のγ，COの値及びバラツキがそれぞ
れγ＝2500±10％、CO＝5PF±10％であつたと
し、このときのCL(O)＝20PFとすれば、γ＝2250、
CO＝5.5PFの最悪値ではM(70)＝−20×10-6とな
り、許容値内に納めることは難しい。 本発明の補償回路、特にそのサーミスタに更に
調整用抵抗を挿入した補償回路の著るしい特徴は
これらの欠点を一挙に解決するところにあつて、
抵抗RCを用いて容易に水晶振動子のγやCOのバ
ラツキおよびカツトアングルのバラツキを補正し
うるものである。またその補正の範囲についても
前述のａがａ≒∞すなわち無補償の部分からａ≒
０（すなわち第２図の補償回路の部分）に至るま
で連続的に変更できる特長を持つている。 第９図はこの補正範囲を斜線で示したものであ
るが水晶振動子の温度特性がこの斜線内にある限
り、抵抗RCの値を変更することにより斜線内の
任意の１温度点における周波数の偏差量を零にす
ることができる。 次には本発明の装置の出力レベルの安定化につ
いて説明を行なう。 第１１図は本発明の具体的な回路図である。こ
の回路は抵抗R3を短絡すれば、典型的なコレク
タ接地型のコルビツツ回路になる。この回路にお
いて従来行なわれているうに発振出力をトランジ
スタTRのエミツタ回路に挿入されているトラン
スＴを経由して、出力端子OUTBから取り出す
ときは、前述の補償回路の直列抵抗値RSの変化
が直接発振レベルに影響するので好ましくない。
即ちRS値を(2)式により計算してみると、70℃付
近では第８図に示すｂ≒0.28を例にとると、RP(O)
の約２倍の抵抗値が挿入されたことになり、その
ため出力レベルが第１０図の曲線Ｂの如く大きく
変動するのである。ところが第１１図のようにト
ランジスタTRのコレクタとアース間に抵抗R3を
挿入しコレクタ側からコンデンサＣ５を介して発
振出力を出力端子OUTAから取り出すときは、
前述したRSの変化による出力レベルの変動は殆
んど無くなり、出力レベルは第１０図の曲線Ａの
ように極めて安定したものとなる。これはこの出
力がトランジスタのベース過入力におけるコレク
タ出力の飽和効果を利用したものとなつているか
らである。なお第１１図の発振回路における発振
定常時のベース入力は過入力になつているものと
考えられる。 この発明は、上述したように極めて単純な回路
構成によつて、水晶発振器の温度―周波数特性
を、殊に高温部について強力に改善する特徴をも
ちその効果は著るしく工業上極めて有用な発明と
いうべきである。 なお、本発明の可変抵抗器RCはこれを、ダイ
オード、トランジスタ等の半導体抵抗素子で構成
することが可能である。そしてこのときのそれら
の抵抗素子の抵抗値は（ダイオード又はトランジ
スタのベース・エミツタ間に流す）直流電流値又
は（FETのゲートに印加する）直流電圧値によ
つて変化させることができる。（ダイオードは
PIN型を使用して好成績を納める。）かかる直流
電流・電圧による水晶発振器の周波数温度特性の
補償の制御は、アクテイブな温度補償の添加の可
能性を示唆して興味がある。
第１図は水晶発振器の等価回路、第２図は従来
の低温補償発振器の等価回路、第３図は第２図を
直列に等価変換した回路、第５図は水晶振動子の
負荷容量と発振周波数の関係を示すグラフ、第４
図は水晶振動子の温度特性の一例を示すグラフ、
第６図は水晶振動子の温度特性のバラツキを示す
グラフ、第７図は本発明の変形実施例を示す温度
補償回路の図、第８図は本発明を実施した実測の
グラフ、第９図は、本発明の補償回路の補正範囲
を示すグラフ、第１０図は発振出力の温度特性を
示す実測のグラフ、第１１図は本発明の具体的な
一実施例の回路図を示す。施した場合の具体的な
回路図を示す。 Ｙ…水晶振動子、RP…サーミスタ（及びその
抵抗値）、CP…コンデンサー、RC…可変抵抗器、
CL…負荷容量。
の低温補償発振器の等価回路、第３図は第２図を
直列に等価変換した回路、第５図は水晶振動子の
負荷容量と発振周波数の関係を示すグラフ、第４
図は水晶振動子の温度特性の一例を示すグラフ、
第６図は水晶振動子の温度特性のバラツキを示す
グラフ、第７図は本発明の変形実施例を示す温度
補償回路の図、第８図は本発明を実施した実測の
グラフ、第９図は、本発明の補償回路の補正範囲
を示すグラフ、第１０図は発振出力の温度特性を
示す実測のグラフ、第１１図は本発明の具体的な
一実施例の回路図を示す。施した場合の具体的な
回路図を示す。 Ｙ…水晶振動子、RP…サーミスタ（及びその
抵抗値）、CP…コンデンサー、RC…可変抵抗器、
CL…負荷容量。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 水晶振動子と増幅器を含む水晶発振器であつ
て該水晶振動子に直列に、負の温度特性をもつサ
ーミスタとコンデンサを並列に接続して構成され
る温度補償回路を挿入した温度補償型の水晶発振
器において、前記コンデンサ値と前記補償回路の
等価直列容量値との比の温度変化に対する変化量
が常温以下においては僅少であるが高温部におい
ては大きくなるように前記コンデンサとサーミス
タの値を設定したことを特徴とする温度補償水晶
発振器。 ２ 前記温度補償回路のサーミスタに直列に抵抗
器を挿入したことを特徴とする特許請求の範囲１
項記載の温度補償水晶発振器。 ３ 前記サーミスタに直列に挿入した抵抗器を可
変抵抗器としたことを特徴とする特許請求の範囲
２項記載の温度補償水晶発振器。 ４ 前記抵抗器が、直流電流又は電圧により等価
抵抗値が変化する半導体抵抗素子であることを特
徴とする特許請求の範囲２項記載の温度補償水晶
発振器。 ５ 前記半導体抵抗素子がダイオードであること
を特徴とする特許請求の範囲４項記載の温度補償
水晶発振器。 ６ 前記半導体抵抗素子がトランジスタであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲４項記載の温度補
償水晶発振器。 ７ 前記増幅器としてトランジスタを用い、かつ
該トランジスタのコレクタを等価的に接地した水
晶発振器に於いて、そのコレクタと接地点間に抵
抗を挿入し、該コレクタから発振出力を導出した
ことを特徴とする特許請求の範囲１項乃至６項記
載いずれかの温度補償水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3481179A JPS55125702A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Crystal oscillator of temperature compensation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3481179A JPS55125702A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Crystal oscillator of temperature compensation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55125702A JPS55125702A (en) | 1980-09-27 |
| JPS641967B2 true JPS641967B2 (ja) | 1989-01-13 |
Family
ID=12424589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3481179A Granted JPS55125702A (en) | 1979-03-23 | 1979-03-23 | Crystal oscillator of temperature compensation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55125702A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69433900T2 (de) * | 1993-01-25 | 2005-07-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Temperaturkompensierter Quarzoszillator |
| JP2019186883A (ja) * | 2018-04-17 | 2019-10-24 | 株式会社村田製作所 | 温度補償水晶発振器 |
| CN113134155A (zh) * | 2021-04-06 | 2021-07-20 | 武汉光燚激光科技有限公司 | 透皮弥散术皮肤治疗仪 |
-
1979
- 1979-03-23 JP JP3481179A patent/JPS55125702A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55125702A (en) | 1980-09-27 |
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