JPS643406B2 - - Google Patents
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- JPS643406B2 JPS643406B2 JP21527181A JP21527181A JPS643406B2 JP S643406 B2 JPS643406 B2 JP S643406B2 JP 21527181 A JP21527181 A JP 21527181A JP 21527181 A JP21527181 A JP 21527181A JP S643406 B2 JPS643406 B2 JP S643406B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
本発明は、自動等化器に関し、特にデジタル無
線伝送方式で用いられるデジタル直交振幅変調波
用自動等化器に関する。 デジタル無線伝送方式では、伝送路を発生する
マルチパス・フエーデイング等による波形歪によ
つて、回線劣化及び瞬断が生じるが、これには、
トランスバーサル等化器や、判定帰還形等化器等
の自動適応型等化器（以下自動等化器と略記す
る。）を適用することにより改善されることが知
られている。 ここで、自動等化器を持つべき特徴として、第
一に初期値設定が容易なこと、第二に構成が簡単
であることの２点があげられる。 第一の初期値設定は、等化器のタツプ係数制御
ループ系（以下制御ループ系と略記する）が、非
同期になつた場合、可変タツプ係数制御量を初期
値に設定し、再修正を行わせるために必要とな
る。これが、いわゆるリセツト動作と呼ばれてい
る。このリセツト機能により、自動等化器の引込
み特性を改善し、安定な同期を保つことが可能と
なる。このリセツト機能を実現するために、従
来、別に初期値設定用電圧発生装置を具備し、フ
レーム同期はずれ等の信号に応答してこの初期値
設定用電圧源の出力を各タツプの可変重み付回路
（Variable tap gain circuit）に供給することに
より、前述の可変タツプ係数制御量を初期値に設
定する方法が知られている。詳細は、特開昭49−
2416（対応西ドイツ特許番号2319807）を参照され
たい。 しかし、このような従来方式では、自動等化器
とは別に、初期値設定用電源と更に、切換え接続
の為の継電器等を設けなければならないという欠
点がある。 第二の構成の複雑さに関しては、自動等化器の
等化アルゴリズム、自動等化器のトランスバーサ
ルフイルターの部分を中間周波帯に設けるか、同
期検波後のベースバンド帯に設けるかという回路
位置等に大きく依存する。 自動等化器の等化アルゴリズムとして従来回路
構成が簡単なものとして、ZF法やMZF法が用い
られてきた。これらは、いずれも、制御に関係す
る信号の極性を判定して、その極性のみを利用す
ることによつて制御するようにしたものでいわゆ
る論理回路、シフトレジスタ等の回路を利用する
ことにより簡易構成を実現するものである。 一方、トランスバーサルフイルター部分の位置
に関しては、入力信号が直交振幅変調信号である
ために、中間周波数帯のトランスバーサルフイル
ターは直交成分が変調波として１つの信号の中に
含まれており、可変タツプ係数を実現する可変減
衰回路を、タツプ数をN1（正整数）としたとき
2N1以下の数で実現出来るという特長があり、ベ
ースバンド帯トランスバーサルフイルターは入力
信号の直交成分を処理するために、可変減衰回路
を、タツプ数をN2（正整数）としたとき2N2以上
4N2個以下必要とし、回路が複雑となり自ずと調
整も煩雑となるという欠点がある。そして、回路
構成が容易な中間周波数帯トランスバーサルフイ
ルターは、入力搬送波周波数が変調速度の正の整
数倍に等しいという条件の場合のみ、変調速度の
逆数に等しく選ばれた信号遅延回路における搬送
波に対する位相回転が2πの整数倍となり、各タ
ツプ間に対する位相差が等しくなり、問題なく
ZF法によるアルゴリズムが成立するが、一般に
入力搬送波周波数が変調速度の正の整数倍に等し
くない条件のもとでは、各タツプ間の位相差が生
じ、そのままではZF法は用いることが出来ない
という欠点を有していた。 本発明の目的は、高安定でしかも構成が簡単な
デジタル直交振幅変調波用自動適用型等化器を提
供することにある。 本発明によればデジタル直交振幅変調波を第１
の制御信号に応じて重み付けする重み付け回路を
有する第１の回路と、この第１の回路の出力を同
期検波し復調信号を出力する同期検波回路と、復
調信号に応答して自動等化器の制御ループ系の非
同期を検出し第２の制御信号を出力する第２の回
路と、復調信号をモニターし無歪時に定められた
レベルからの偏移を検出し誤差信号を発生する第
３の回路と、この誤差信号および復調信号を一定
時間関係のもとで相関をとり波形歪発生の時間的
位置を特定し、それに対応して重み付け回路を制
御するための第３の制御信号を発生し、この第３
の制御信号または第２の制御信号に応答して予め
定めた所定の値を有する信号を上述の第１の制御
信号として第１の回路に供給する第１の手段とを
含むことを特徴とする自動等化器が得られる。 以下、図面を参照しながら本発明を詳細に説明
する。 第１図は、本発明の一実施例であつて入力直交
振幅変調波を16値直交振幅変調波、自動等化器を
中間周波数帯の３タツプのトランスバーサルフイ
ルター付自動等化器とした場合である。以下の説
明は一般のＬ値（Ｌ＝l2，ｌは２以上の整数）で
あり、Ｎタツプ（Ｎは正の整数）の中間周波数帯
のトランスバーサルフイルター付自動等化器につ
いても同様に行えるため、以下の説明は一般性を
失わない。 入力信号S0は、遅延回路１０により遅延され信
号S1となりさらに遅延回路１１により遅延され信
号S2となる。信号S0は分岐され可変重み付け回路
２１および３１において、それぞれリセツト付積
分回路８１および９１からの制御信号r-1および
d-1と掛け合される。また、信号S2は分岐され可
変重み付け回路２２および３２においてそれぞれ
リセツト付積分回路８２および９２からの制御信
号r1およびd1を掛け合わされる。一方信号S1も可
変重み付け回路２０において、回路８０からの制
御信号r0と掛け合わされる。可変重み付け回路２
０，２１および２２の出力信号は信号合成回路３
３で信号合成され信号RSとなる。一方、可変重
み付け回路３１および３２の出力信号は信号合成
回路３４で信号合成され信号ISとなる。信号RS
およびISとは90゜方向性結合器４０において、互
にその位相差が90゜の関係となるように合成され、
同期検波回路４１に印加される。同期検波回路４
１は、搬送波再生回路４４から再生搬送波をう
け、入力変調波を同期検波し、２列のベースバン
ド信号DP′，DQ′を発生する。搬送波再生には、
コスタスループを応用したベース・バンド処理法
等が種々知られているが、勿論本発明には、任意
の方式を採用出来る。 次に、リセツトの為の非同期検出回路４５であ
るが、図では、搬送波回路の同期外れ検出回路
（たとえば、特公昭55−34619）を用いた実施例を
示したが、この外に、符号誤り率を監視して、そ
れがある一定値を越える場合に、リセツトを行う
等の方法も考えられる。識別再生／誤差信号発生
回路４２（詳細は第３図で後述する。）は、復調
された２列のベースバンド信号（４値）DP′，
DQ′をモニターし、無歪時に予め設定した４値の
レベルからの偏移（ズレ）を検出することによ
り、各種の歪に対応して変化する。主タツプ制御
用誤差信号YP′，YQ′、他タツプ制御用誤差信号
YP，YQを出力する。これらの誤差信号を用いて、
波形歪の尖頭値が、最小となるよう最大傾斜法に
基いて、各タツプ係数Cjkを修正するのがZFアル
ゴリズムであり、次の関係式が知られている。以
下、変数（△は除く）は、総べて複素数（２次
元）で示す。 Cj（ｋ＋１）＝Cjk−△・sgnk 〓k=1 D* (k-j)・Yk …(1) Cjk＝rjk＋idjk …(2) Yk＝Ypk＋iYQk …(3) D* (k-j)＝DP′(k-j)−iDQ(k-j) …(4) ｊ：タツプ番号 ｋ：時間 △：１回毎の修正量（ここでは定数） D* (k-j)：D′(k-j)の複素共役 sgn：極性 ここで、実際の回路で、通常選ばれるｋ＝１と
して実数部、虚数部を、夫々整理すると、 rj(k+1)＝rjk−△・sgn（YPk・D′P(k-j) ＋YQkD′Q(k-j)） …(5) dj(k+1)＝djk−△・sgn（YQk・D′P(k-j) −YPk・D′Q(k-j)） …(6) と表わすことが出来る。以上の式の変数は、ZF
の場合、総べて２値であり容易にデイジタル回路
による論理演算が可能である。掛算（積）は、排
他的論理和回路（以下、EORと略す）51〜53，
55〜59，Exclusive NOR（ENOR）54，60及び抵
抗６１〜７０による合成によつて実現でき、(5)，
(6)式の逐次、タツプを修正する方法は、更にリセ
ツト付積分器８０，８１，８２，９１，９２（詳
細は後述する）を用いれば、容易に実現できる。
ここで重み付け回路２２及び３２に与える制御信
号r1及びd1を説明する為に、ｊ＝１（タツプ１）、
又、時間を固定する意味で、ｋ＝０として、ｋを
省略すると、式(5)，(6)の右辺の第２項は、夫々 △・｛YP・D′P(-1)＋YQ・D′Q(-1)｝ …(7) △・｛YQ・D′P(-1)−YP・D′Q(-1)｝ …(8) (5)，(6)のsgnの記号は、変数が２値で論理操作
を行うという条件の下では、不要となる。ここ
で、D′P(-1)，D′Q(-1)は、夫々D′P，D′Qを１ビツト
だけ遅延した記号を意味するから、シフトレジス
タ７３，７４を用いて、容易に得ることが出来る
し、積は前述した如く、EOR５７〜５９および
ENOR６０を用いて、実現出来る。又、ｊ＝−
１の場合は、D′P，D′Qを１ビツト進めることが出
来ないので、YP，Y′Qを１ビツト遅延させ、YP，
YQの時間を基準にして、相対的にD′P，D′Q１ビ
ツト進める方法が採られている。シフトレジスタ
７１，７２およびEOR５１〜５３およびENOR
５４も同様であることは明らかであろう。以上、
述べた如く、誤差信号（YP，YQ）と復調信号
（D′P，D′Q）を、一定の時間関係の下で、相関を
取り、符号間干渉（波形歪）発生の時間的位置を
特定し、それに対応したタツプの可変重み付け回
路を制御して、該波形歪を消去することが、自動
等化器の機能である。又、波形歪には、同相歪、
直交歪がある為に、夫々を等化する為に可変重み
付回路２０〜２２，３１および３２を設けて、
90゜カツプラー４０を用いて合成する必要がある。
第１図には、可変重み付回路２１および２２にそ
れぞれ対応した回路３１および３２はあるが、回
路２０に対応した回路はない。これは、前述の回
路２０に対応した回路は主タツプ回路の虚数部に
相当し機能的には搬送波の位相制御をするもので
あり、後段の搬送波再生回路４４で代用すること
が可能であるからである。すなわちこの例では、
搬送波再生回路４４でこれを代用させていること
になる。また、クロツク同期回路４３からのクロ
ツクは識別再生／誤差信号発生回路４２およびシ
フトレジスタ７１〜７４に供給される。 次に、第２図に示した積分器のリセツト機能に
ついて、説明する。伝送路に歪がない場合、各タ
ツプの重み付けは、 r0＝１，r-1＝r1＝d-1＝d0＝０ となつている。自動等化器は、伝送路の歪が大き
くなり、等化能力を越えると、同期外れを起す
が、一旦、非同期状態になると、r-1＝r1＝d-1＝
d1≠０となる為に、等化器内部で、歪を発生する
ことになり、通常は、自ら引込み状態に復するの
が困難になる。これを救済するために、リセツト
機能により強制的にr0＝１，r-1＝r1＝d-1＝d1＝
０に設定して（等化機能を一時的に止める。）、伝
送路の歪が小さくなり、等化器の引込み範囲に入
つてくれば、リセツトを解除し本来の自動等化動
作に戻る。換言すれば、リセツトとは、可変重み
付回路２１〜２２，３１および３１および３２を
初期値設定して、引込み動作を確実にする為のも
のである。従つて、リセツト時に積分器の出力を
強制的にある電圧に固定すると共に、積分器のコ
ンデンサを放電することが必要となる。 第２図では、非同期検出回路５４からのリセツ
ト信号が“１”すなわち同期状態の場合、、
AND／NAND gate１１１は、AND gate１１
２を入力信号ER-1，EI-1，ER0，ER1，EI1が
AND gate１１２およびOR gate１１４を介して
積分器１２０の入力に加えられ通常の積分動作を
行う。この積分回路１２０は差動増幅器１２１、
抵抗１２２，１２３、コンデンサ１２４およびオ
フセツト調整電源１２５で構成されている。次
に、リセツト信号が“０”すなわち、非同期状態
の場合、AND／NAND gate１１１はAND／
NAND gate１１３を開くので、積分器１２０の
出力V0がgate１１３およびgate１１４を介して
積分器１２０の入力に負帰還され、コンデンサ１
２４を放電しながらgate１１３のゲート入力の閾
値（スレシヨルド）に固定される。又、レベルシ
フト回路１３０は、該ゲート入力の閾値と、各タ
ツプの重み付け電圧V1との電位差（V0−V1）を
任意に与える為に、設けたものであるが、必ずし
も必要ではない。 従来、中間周波数帯トランスバーサル・フイル
ター付自動等化器では、復調したベース・バンド
信号（D′P，D′Q）と、それより発生させた誤差信
号（YP，YQ，Y′P，Y′Q）とでは、ZFアルゴリズ
ムは一般には適用出来なかつた。適用出来るの
は、入力変調信号の搬送波周波数（c）が、入力
変調信号の変調速度（fs）の正の整数倍に等しい
場合に、限られていた。この場合、第１図に示し
た遅延回路１０，１１における遅延時間τ1，τ2に
よる搬送波の位相回転が、2π整数倍となり、各
タツプでの変調信号（S0，S1，S2）は、同位相と
なるので、実施例として、第１図に示した方式が
そのまま適用出来た。しかし、c≠Nfs（Ｎ：正
整数）の場合、S0，V1，S2が必ずしも同位相に
ならない為に、制御系が正しく動作しない。換言
すれば正しく動作する為の条件は、S1を基準位相
（0゜）とした時、vector平面上で他タツプの信号
（S1，S2）が−90゜〜＋90゜の位相範囲にあれば良
い。第６図にこの関係を図示する。この場合、
S0，S2が、第１象限か第４象限（例えば、vector
，）にあれば、制御系は正しく動作し、逆に
第２象限、第３象限（例えば、vector，）に
あれば、制御ループは発散する。本発明を用いれ
ば、容易にこの問題を克服出来る。 先ず第１の手段は、S0，S2が第２，３象限に来
る変調速度（fs）の場合は制御ループに関係する
回路の極性を、いずれかで反転することに依り、
等価的に、S0，S2の位相を第１，４象限に持つて
くる方法である。次に、第２の手段は、遅延回路
１０，１１の遅延時間（τ1，τ2）を変調速度の逆
数に等しくせずに、わざとずらして、結果とし
て、S0，S2の位相が第１，４象限に来るように選
ぶ方法である。この場合、S0，S2の位相がなるべ
くS1に近い方が、搬送波（c）の変化（オフセツ
ト）等にも強く、安定な制御ループを構成出来
る。この場合、τ1，τ2をずらす量がわずかで済め
ば、自動等化器の等化能力は変わらない。第３の
手段は、第１と第２の手段を組合せたもので、
τ1，τ2をずらして、S0，S2の位相をなるべくS1の
逆極性に一致させて、制御ループに関係する回路
の極性を、いずれかで反転する方法である。 以上の手段を用いれば、ベース・バンド帯の処
理だけで、ZFアルゴリズムをそのまま用いた中
間周波数帯トランスバーサル・フイルター付自動
等化器が実現可能となる。 次に、第３図に示した識別再生／誤差信号発生
回路の実施例について説明する。 一般には、第１表及び第４図に、Ｌ＝16の場合
を示した様に、７（＝２√−１）個のDC結合の
識別器（それらの閾値をl1〜l7で示し、その出力
を夫々、x1〜x7で表わす。）を用意して、誤差信
号Ｙを作る場合もある。ここの場合第１図での
YP＝Y′P，YQ＝Y′Qとなり、Ｙ＝x1＋2x3＋4x5
＋6x7とすれば、第１表に示した誤差信号Ｙが得
られる。
線伝送方式で用いられるデジタル直交振幅変調波
用自動等化器に関する。 デジタル無線伝送方式では、伝送路を発生する
マルチパス・フエーデイング等による波形歪によ
つて、回線劣化及び瞬断が生じるが、これには、
トランスバーサル等化器や、判定帰還形等化器等
の自動適応型等化器（以下自動等化器と略記す
る。）を適用することにより改善されることが知
られている。 ここで、自動等化器を持つべき特徴として、第
一に初期値設定が容易なこと、第二に構成が簡単
であることの２点があげられる。 第一の初期値設定は、等化器のタツプ係数制御
ループ系（以下制御ループ系と略記する）が、非
同期になつた場合、可変タツプ係数制御量を初期
値に設定し、再修正を行わせるために必要とな
る。これが、いわゆるリセツト動作と呼ばれてい
る。このリセツト機能により、自動等化器の引込
み特性を改善し、安定な同期を保つことが可能と
なる。このリセツト機能を実現するために、従
来、別に初期値設定用電圧発生装置を具備し、フ
レーム同期はずれ等の信号に応答してこの初期値
設定用電圧源の出力を各タツプの可変重み付回路
（Variable tap gain circuit）に供給することに
より、前述の可変タツプ係数制御量を初期値に設
定する方法が知られている。詳細は、特開昭49−
2416（対応西ドイツ特許番号2319807）を参照され
たい。 しかし、このような従来方式では、自動等化器
とは別に、初期値設定用電源と更に、切換え接続
の為の継電器等を設けなければならないという欠
点がある。 第二の構成の複雑さに関しては、自動等化器の
等化アルゴリズム、自動等化器のトランスバーサ
ルフイルターの部分を中間周波帯に設けるか、同
期検波後のベースバンド帯に設けるかという回路
位置等に大きく依存する。 自動等化器の等化アルゴリズムとして従来回路
構成が簡単なものとして、ZF法やMZF法が用い
られてきた。これらは、いずれも、制御に関係す
る信号の極性を判定して、その極性のみを利用す
ることによつて制御するようにしたものでいわゆ
る論理回路、シフトレジスタ等の回路を利用する
ことにより簡易構成を実現するものである。 一方、トランスバーサルフイルター部分の位置
に関しては、入力信号が直交振幅変調信号である
ために、中間周波数帯のトランスバーサルフイル
ターは直交成分が変調波として１つの信号の中に
含まれており、可変タツプ係数を実現する可変減
衰回路を、タツプ数をN1（正整数）としたとき
2N1以下の数で実現出来るという特長があり、ベ
ースバンド帯トランスバーサルフイルターは入力
信号の直交成分を処理するために、可変減衰回路
を、タツプ数をN2（正整数）としたとき2N2以上
4N2個以下必要とし、回路が複雑となり自ずと調
整も煩雑となるという欠点がある。そして、回路
構成が容易な中間周波数帯トランスバーサルフイ
ルターは、入力搬送波周波数が変調速度の正の整
数倍に等しいという条件の場合のみ、変調速度の
逆数に等しく選ばれた信号遅延回路における搬送
波に対する位相回転が2πの整数倍となり、各タ
ツプ間に対する位相差が等しくなり、問題なく
ZF法によるアルゴリズムが成立するが、一般に
入力搬送波周波数が変調速度の正の整数倍に等し
くない条件のもとでは、各タツプ間の位相差が生
じ、そのままではZF法は用いることが出来ない
という欠点を有していた。 本発明の目的は、高安定でしかも構成が簡単な
デジタル直交振幅変調波用自動適用型等化器を提
供することにある。 本発明によればデジタル直交振幅変調波を第１
の制御信号に応じて重み付けする重み付け回路を
有する第１の回路と、この第１の回路の出力を同
期検波し復調信号を出力する同期検波回路と、復
調信号に応答して自動等化器の制御ループ系の非
同期を検出し第２の制御信号を出力する第２の回
路と、復調信号をモニターし無歪時に定められた
レベルからの偏移を検出し誤差信号を発生する第
３の回路と、この誤差信号および復調信号を一定
時間関係のもとで相関をとり波形歪発生の時間的
位置を特定し、それに対応して重み付け回路を制
御するための第３の制御信号を発生し、この第３
の制御信号または第２の制御信号に応答して予め
定めた所定の値を有する信号を上述の第１の制御
信号として第１の回路に供給する第１の手段とを
含むことを特徴とする自動等化器が得られる。 以下、図面を参照しながら本発明を詳細に説明
する。 第１図は、本発明の一実施例であつて入力直交
振幅変調波を16値直交振幅変調波、自動等化器を
中間周波数帯の３タツプのトランスバーサルフイ
ルター付自動等化器とした場合である。以下の説
明は一般のＬ値（Ｌ＝l2，ｌは２以上の整数）で
あり、Ｎタツプ（Ｎは正の整数）の中間周波数帯
のトランスバーサルフイルター付自動等化器につ
いても同様に行えるため、以下の説明は一般性を
失わない。 入力信号S0は、遅延回路１０により遅延され信
号S1となりさらに遅延回路１１により遅延され信
号S2となる。信号S0は分岐され可変重み付け回路
２１および３１において、それぞれリセツト付積
分回路８１および９１からの制御信号r-1および
d-1と掛け合される。また、信号S2は分岐され可
変重み付け回路２２および３２においてそれぞれ
リセツト付積分回路８２および９２からの制御信
号r1およびd1を掛け合わされる。一方信号S1も可
変重み付け回路２０において、回路８０からの制
御信号r0と掛け合わされる。可変重み付け回路２
０，２１および２２の出力信号は信号合成回路３
３で信号合成され信号RSとなる。一方、可変重
み付け回路３１および３２の出力信号は信号合成
回路３４で信号合成され信号ISとなる。信号RS
およびISとは90゜方向性結合器４０において、互
にその位相差が90゜の関係となるように合成され、
同期検波回路４１に印加される。同期検波回路４
１は、搬送波再生回路４４から再生搬送波をう
け、入力変調波を同期検波し、２列のベースバン
ド信号DP′，DQ′を発生する。搬送波再生には、
コスタスループを応用したベース・バンド処理法
等が種々知られているが、勿論本発明には、任意
の方式を採用出来る。 次に、リセツトの為の非同期検出回路４５であ
るが、図では、搬送波回路の同期外れ検出回路
（たとえば、特公昭55−34619）を用いた実施例を
示したが、この外に、符号誤り率を監視して、そ
れがある一定値を越える場合に、リセツトを行う
等の方法も考えられる。識別再生／誤差信号発生
回路４２（詳細は第３図で後述する。）は、復調
された２列のベースバンド信号（４値）DP′，
DQ′をモニターし、無歪時に予め設定した４値の
レベルからの偏移（ズレ）を検出することによ
り、各種の歪に対応して変化する。主タツプ制御
用誤差信号YP′，YQ′、他タツプ制御用誤差信号
YP，YQを出力する。これらの誤差信号を用いて、
波形歪の尖頭値が、最小となるよう最大傾斜法に
基いて、各タツプ係数Cjkを修正するのがZFアル
ゴリズムであり、次の関係式が知られている。以
下、変数（△は除く）は、総べて複素数（２次
元）で示す。 Cj（ｋ＋１）＝Cjk−△・sgnk 〓k=1 D* (k-j)・Yk …(1) Cjk＝rjk＋idjk …(2) Yk＝Ypk＋iYQk …(3) D* (k-j)＝DP′(k-j)−iDQ(k-j) …(4) ｊ：タツプ番号 ｋ：時間 △：１回毎の修正量（ここでは定数） D* (k-j)：D′(k-j)の複素共役 sgn：極性 ここで、実際の回路で、通常選ばれるｋ＝１と
して実数部、虚数部を、夫々整理すると、 rj(k+1)＝rjk−△・sgn（YPk・D′P(k-j) ＋YQkD′Q(k-j)） …(5) dj(k+1)＝djk−△・sgn（YQk・D′P(k-j) −YPk・D′Q(k-j)） …(6) と表わすことが出来る。以上の式の変数は、ZF
の場合、総べて２値であり容易にデイジタル回路
による論理演算が可能である。掛算（積）は、排
他的論理和回路（以下、EORと略す）51〜53，
55〜59，Exclusive NOR（ENOR）54，60及び抵
抗６１〜７０による合成によつて実現でき、(5)，
(6)式の逐次、タツプを修正する方法は、更にリセ
ツト付積分器８０，８１，８２，９１，９２（詳
細は後述する）を用いれば、容易に実現できる。
ここで重み付け回路２２及び３２に与える制御信
号r1及びd1を説明する為に、ｊ＝１（タツプ１）、
又、時間を固定する意味で、ｋ＝０として、ｋを
省略すると、式(5)，(6)の右辺の第２項は、夫々 △・｛YP・D′P(-1)＋YQ・D′Q(-1)｝ …(7) △・｛YQ・D′P(-1)−YP・D′Q(-1)｝ …(8) (5)，(6)のsgnの記号は、変数が２値で論理操作
を行うという条件の下では、不要となる。ここ
で、D′P(-1)，D′Q(-1)は、夫々D′P，D′Qを１ビツト
だけ遅延した記号を意味するから、シフトレジス
タ７３，７４を用いて、容易に得ることが出来る
し、積は前述した如く、EOR５７〜５９および
ENOR６０を用いて、実現出来る。又、ｊ＝−
１の場合は、D′P，D′Qを１ビツト進めることが出
来ないので、YP，Y′Qを１ビツト遅延させ、YP，
YQの時間を基準にして、相対的にD′P，D′Q１ビ
ツト進める方法が採られている。シフトレジスタ
７１，７２およびEOR５１〜５３およびENOR
５４も同様であることは明らかであろう。以上、
述べた如く、誤差信号（YP，YQ）と復調信号
（D′P，D′Q）を、一定の時間関係の下で、相関を
取り、符号間干渉（波形歪）発生の時間的位置を
特定し、それに対応したタツプの可変重み付け回
路を制御して、該波形歪を消去することが、自動
等化器の機能である。又、波形歪には、同相歪、
直交歪がある為に、夫々を等化する為に可変重み
付回路２０〜２２，３１および３２を設けて、
90゜カツプラー４０を用いて合成する必要がある。
第１図には、可変重み付回路２１および２２にそ
れぞれ対応した回路３１および３２はあるが、回
路２０に対応した回路はない。これは、前述の回
路２０に対応した回路は主タツプ回路の虚数部に
相当し機能的には搬送波の位相制御をするもので
あり、後段の搬送波再生回路４４で代用すること
が可能であるからである。すなわちこの例では、
搬送波再生回路４４でこれを代用させていること
になる。また、クロツク同期回路４３からのクロ
ツクは識別再生／誤差信号発生回路４２およびシ
フトレジスタ７１〜７４に供給される。 次に、第２図に示した積分器のリセツト機能に
ついて、説明する。伝送路に歪がない場合、各タ
ツプの重み付けは、 r0＝１，r-1＝r1＝d-1＝d0＝０ となつている。自動等化器は、伝送路の歪が大き
くなり、等化能力を越えると、同期外れを起す
が、一旦、非同期状態になると、r-1＝r1＝d-1＝
d1≠０となる為に、等化器内部で、歪を発生する
ことになり、通常は、自ら引込み状態に復するの
が困難になる。これを救済するために、リセツト
機能により強制的にr0＝１，r-1＝r1＝d-1＝d1＝
０に設定して（等化機能を一時的に止める。）、伝
送路の歪が小さくなり、等化器の引込み範囲に入
つてくれば、リセツトを解除し本来の自動等化動
作に戻る。換言すれば、リセツトとは、可変重み
付回路２１〜２２，３１および３１および３２を
初期値設定して、引込み動作を確実にする為のも
のである。従つて、リセツト時に積分器の出力を
強制的にある電圧に固定すると共に、積分器のコ
ンデンサを放電することが必要となる。 第２図では、非同期検出回路５４からのリセツ
ト信号が“１”すなわち同期状態の場合、、
AND／NAND gate１１１は、AND gate１１
２を入力信号ER-1，EI-1，ER0，ER1，EI1が
AND gate１１２およびOR gate１１４を介して
積分器１２０の入力に加えられ通常の積分動作を
行う。この積分回路１２０は差動増幅器１２１、
抵抗１２２，１２３、コンデンサ１２４およびオ
フセツト調整電源１２５で構成されている。次
に、リセツト信号が“０”すなわち、非同期状態
の場合、AND／NAND gate１１１はAND／
NAND gate１１３を開くので、積分器１２０の
出力V0がgate１１３およびgate１１４を介して
積分器１２０の入力に負帰還され、コンデンサ１
２４を放電しながらgate１１３のゲート入力の閾
値（スレシヨルド）に固定される。又、レベルシ
フト回路１３０は、該ゲート入力の閾値と、各タ
ツプの重み付け電圧V1との電位差（V0−V1）を
任意に与える為に、設けたものであるが、必ずし
も必要ではない。 従来、中間周波数帯トランスバーサル・フイル
ター付自動等化器では、復調したベース・バンド
信号（D′P，D′Q）と、それより発生させた誤差信
号（YP，YQ，Y′P，Y′Q）とでは、ZFアルゴリズ
ムは一般には適用出来なかつた。適用出来るの
は、入力変調信号の搬送波周波数（c）が、入力
変調信号の変調速度（fs）の正の整数倍に等しい
場合に、限られていた。この場合、第１図に示し
た遅延回路１０，１１における遅延時間τ1，τ2に
よる搬送波の位相回転が、2π整数倍となり、各
タツプでの変調信号（S0，S1，S2）は、同位相と
なるので、実施例として、第１図に示した方式が
そのまま適用出来た。しかし、c≠Nfs（Ｎ：正
整数）の場合、S0，V1，S2が必ずしも同位相に
ならない為に、制御系が正しく動作しない。換言
すれば正しく動作する為の条件は、S1を基準位相
（0゜）とした時、vector平面上で他タツプの信号
（S1，S2）が−90゜〜＋90゜の位相範囲にあれば良
い。第６図にこの関係を図示する。この場合、
S0，S2が、第１象限か第４象限（例えば、vector
，）にあれば、制御系は正しく動作し、逆に
第２象限、第３象限（例えば、vector，）に
あれば、制御ループは発散する。本発明を用いれ
ば、容易にこの問題を克服出来る。 先ず第１の手段は、S0，S2が第２，３象限に来
る変調速度（fs）の場合は制御ループに関係する
回路の極性を、いずれかで反転することに依り、
等価的に、S0，S2の位相を第１，４象限に持つて
くる方法である。次に、第２の手段は、遅延回路
１０，１１の遅延時間（τ1，τ2）を変調速度の逆
数に等しくせずに、わざとずらして、結果とし
て、S0，S2の位相が第１，４象限に来るように選
ぶ方法である。この場合、S0，S2の位相がなるべ
くS1に近い方が、搬送波（c）の変化（オフセツ
ト）等にも強く、安定な制御ループを構成出来
る。この場合、τ1，τ2をずらす量がわずかで済め
ば、自動等化器の等化能力は変わらない。第３の
手段は、第１と第２の手段を組合せたもので、
τ1，τ2をずらして、S0，S2の位相をなるべくS1の
逆極性に一致させて、制御ループに関係する回路
の極性を、いずれかで反転する方法である。 以上の手段を用いれば、ベース・バンド帯の処
理だけで、ZFアルゴリズムをそのまま用いた中
間周波数帯トランスバーサル・フイルター付自動
等化器が実現可能となる。 次に、第３図に示した識別再生／誤差信号発生
回路の実施例について説明する。 一般には、第１表及び第４図に、Ｌ＝16の場合
を示した様に、７（＝２√−１）個のDC結合の
識別器（それらの閾値をl1〜l7で示し、その出力
を夫々、x1〜x7で表わす。）を用意して、誤差信
号Ｙを作る場合もある。ここの場合第１図での
YP＝Y′P，YQ＝Y′Qとなり、Ｙ＝x1＋2x3＋4x5
＋6x7とすれば、第１表に示した誤差信号Ｙが得
られる。
【表】
第５図Ａ，Ｂは、識別器の数を減らす為に、全
波整流を用いた場合である。この場合、識別器の
数は、４個に減つている。この場合も、DC結合
の識別器の閾値をL1〜L4で示し、夫々の出力を
x1〜x4で表わせば、Ｙ＝1 2 3 4となり、
第２表に示した誤差信号Ｙが得られる。この場合
も、YP＝Y′P，YQ＝Y′Qとなり、主タツプと他タ
ツプ誤差信号は、１つで良い。 第３図に示した回路では、閾値L2，L4を持つ
識別器２１４，２１３及び２２４，２２３の入力
側はそれぞれコンデンサ２１５及び２２５を用い
て全波整流器２１０及び２２０の出力側とAC結
合されている。この場合、主タツプ制御用誤差信
号（Y′P，Y′Q）と、それ以外のタツプ制御用誤差
信号（YP，YQ）と、夫々に２種類を設ける必要
がある。
波整流を用いた場合である。この場合、識別器の
数は、４個に減つている。この場合も、DC結合
の識別器の閾値をL1〜L4で示し、夫々の出力を
x1〜x4で表わせば、Ｙ＝1 2 3 4となり、
第２表に示した誤差信号Ｙが得られる。この場合
も、YP＝Y′P，YQ＝Y′Qとなり、主タツプと他タ
ツプ誤差信号は、１つで良い。 第３図に示した回路では、閾値L2，L4を持つ
識別器２１４，２１３及び２２４，２２３の入力
側はそれぞれコンデンサ２１５及び２２５を用い
て全波整流器２１０及び２２０の出力側とAC結
合されている。この場合、主タツプ制御用誤差信
号（Y′P，Y′Q）と、それ以外のタツプ制御用誤差
信号（YP，YQ）と、夫々に２種類を設ける必要
がある。
【表】
【表】
この理由を述べると、主タツプ可変重み付け回
路２０の機能は、自動利得制御機能であり、多値
のベースバンド信号レベルを一定に保つように動
作する。回路２０以外の可変重み付け回路２１，
２２，３１，３２は、符号間干渉消去機能であ
り、AC結合の場合は、誤差信号の発生の仕方が、
レベル変動と符号間干渉では、夫々、第３表に示
すようにx^′4，x′4となり異なる。
路２０の機能は、自動利得制御機能であり、多値
のベースバンド信号レベルを一定に保つように動
作する。回路２０以外の可変重み付け回路２１，
２２，３１，３２は、符号間干渉消去機能であ
り、AC結合の場合は、誤差信号の発生の仕方が、
レベル変動と符号間干渉では、夫々、第３表に示
すようにx^′4，x′4となり異なる。
【表】
その為に、誤差信号は主タツプ用誤差信号
Y′＝x′1x′2x^′4他タツプ用語差信号Ｙ＝x′1
x′2x′3x′4で表わされる。x^′4，x′4は、Table
３では、機能の相違点を示す為に、別記号を用い
たが、当然同一の識別器出力x′4であり、レベル
変動と符号間干渉の場合では、第４図に示した領
域３〜６で、x′4の出力が違つた動作をするだけ
である。識別器に一部、AC結合を用いる理由は、
DC結合に比して、回路構成が簡単になり、部品
数の減少、回路規模の縮小、消費電力の低減等の
利点が考えられるからである。 なお、第３図において、識別再生回路は識別器
２１１，２１２，２２１，２２２、全波整流回路
２１０，２２０およびEOR２３２，２４１で構
成されており、これにより復調信号Ｐ，P′，Ｑお
よびQ′を再生している。この識別再生回路の詳
細については、USP4095187の第５図を参照され
たい。参照番号２３１，２４２は排他的論理和回
路、２３３，２３４，２４３，２４４は排他的
NOR回路である。 以上、例として述べたように、誤差信号の発生
方法にも、種々あるが何れの方法も、本発明に適
用出来る。
Y′＝x′1x′2x^′4他タツプ用語差信号Ｙ＝x′1
x′2x′3x′4で表わされる。x^′4，x′4は、Table
３では、機能の相違点を示す為に、別記号を用い
たが、当然同一の識別器出力x′4であり、レベル
変動と符号間干渉の場合では、第４図に示した領
域３〜６で、x′4の出力が違つた動作をするだけ
である。識別器に一部、AC結合を用いる理由は、
DC結合に比して、回路構成が簡単になり、部品
数の減少、回路規模の縮小、消費電力の低減等の
利点が考えられるからである。 なお、第３図において、識別再生回路は識別器
２１１，２１２，２２１，２２２、全波整流回路
２１０，２２０およびEOR２３２，２４１で構
成されており、これにより復調信号Ｐ，P′，Ｑお
よびQ′を再生している。この識別再生回路の詳
細については、USP4095187の第５図を参照され
たい。参照番号２３１，２４２は排他的論理和回
路、２３３，２３４，２４３，２４４は排他的
NOR回路である。 以上、例として述べたように、誤差信号の発生
方法にも、種々あるが何れの方法も、本発明に適
用出来る。
第１図は、本発明の３タツプでZF法を採用し
た中間周波数帯のトランスバーサル・フイルター
付自動等化器の一実施例、第２図は第１図におけ
るリセツト付積分器の一実施例、第３図は、第１
図におけるＬ＝16の場合の識別再生誤差信号発生
回路の実施例、第４図、第５図Ａおよび第５図Ｂ
は、従来の方式によるＬ＝16の場合の誤差信号発
生法を説明するための、復調信号波形と設定レベ
ルを示す図である。第６図は、中間周波信号のベ
クトル図である。
た中間周波数帯のトランスバーサル・フイルター
付自動等化器の一実施例、第２図は第１図におけ
るリセツト付積分器の一実施例、第３図は、第１
図におけるＬ＝16の場合の識別再生誤差信号発生
回路の実施例、第４図、第５図Ａおよび第５図Ｂ
は、従来の方式によるＬ＝16の場合の誤差信号発
生法を説明するための、復調信号波形と設定レベ
ルを示す図である。第６図は、中間周波信号のベ
クトル図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デジタル直交振幅変調波を第１の制御信号に
応じて重み付けする重み付け回路を有する第１の
回路と；前記第１の回路の出力を同期検波し復調
信号を出力する同期検波回路と；前記復調信号に
応答して自動等化器の制御ループ系の非同期を検
出し第２の制御信号を出力する第２の回路と；前
記復調信号をモニターし無歪時に定められたレベ
ルからの偏移を検出し誤差信号を発生する第３の
回路と；前記誤差信号および前記復調信号を一定
時間関係のもとで相関をとり波形歪発生の時間的
位置を特定し、それに対応して前記重み付け回路
を制御するための第３の制御信号を発生し、この
第３の制御信号または前記第２の制御信号に応答
して予め定めた所定の値を有する信号を前記第１
の制御信号として前記第１の回路に供給する第１
の手段とを含むことを特徴とする自動等化器。 ２ 前記第１の回路が、中間周波帯域で動作し、
前記デジタル直交振幅変調波を所定量移相させ前
記重み付け回路に供給する少なくとも１つの遅延
回路を含むトランスバーサルフイルタであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動等
化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21527181A JPS58111519A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | 自動等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21527181A JPS58111519A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58111519A JPS58111519A (ja) | 1983-07-02 |
| JPS643406B2 true JPS643406B2 (ja) | 1989-01-20 |
Family
ID=16669539
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21527181A Granted JPS58111519A (ja) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | 自動等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58111519A (ja) |
-
1981
- 1981-12-25 JP JP21527181A patent/JPS58111519A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58111519A (ja) | 1983-07-02 |
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