JPS644314Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 本考案は、直流モータを駆動し且つ回転速度制
御するのにパルス幅変調（以下「PWM」と称す
る）信号を用いるモータ制御回路に係り、特に速
度制御と位相制御を併用する回転速度制御に関す
るものである。

〔考案の技術的背景〕

モータの速度変動の要因としてはモータ自体の
発生トルクの変動と負荷トルクの変動とがある。
この速度変動のうち比較的高い周波数成分は回転
子の慣性能率を高めることによつて低減できる
が、低い周波数成分は回転速度についてのサーボ
制御によつて低減させることになる。この回転速
度のサーボ制御には「FG（周波数ジエネレータ）
サーボ」などと称される速度制御を用いるのが一
般的である。この速度制御を行なつた場合におけ
る回転速度の変動率は制御系のフイードバツク量
によつて決定され、フイードバツク量を大にすれ
ば変動率は小さくなる。しかしフイードバツク量
にも限度があるので、更に改善するためには
PLL（フエイズロツクループ）などを用いて同期
化を図る位相制御を併用することが行なわれてい
る。この位相制御は「PLLサーボ」などと称さ
れている。

このように、速度制御と位相制御とを併用した
モータ制御回路で従来実施されているものはおお
よそ次のように構成されている。

モータの回転をパルスエンコーダ等により回転
速度に応じた周波数のパルス列信号として検出す
る。この検出信号を２系統に分け、一方をＦ／Ｖ
（周波数−電圧）変換部で回転速度に応じたアナ
ログ電圧に変換し、電圧比較部に与えて所要の回
転数を設定するための基準電圧と比較し差電圧を
得る。他方は位相比較部に与えて例えば水晶発振
器等で発生した基準周波数信号と比較し、ローパ
スフイルタを介して位相差に応じたアナログ電圧
とする。このアナログ電圧と上記電圧比較部の出
力とを合成し、これを電力増幅してモータに与え
トルクを制御する。

基準値との比較により得られた信号の電力増幅
にはアナログ増幅を用いるのが一般的であるが、
電力増幅の能率向上のため上記信号をPWM信号
としてこの信号を電力増幅しこれを直接直流モー
タに与え（モータ自体がローパスフイルタとして
作用し実質的に平滑された電力で駆動されたのと
変らない）、モータを制御するPWM駆動方式も
考えられている。

このような方式によるモータ制御回路の一例を
第１図に示す。

第１図において、直流モータ１の回転は、モー
タ１と一体的にまたはモータ１の負荷すなわち被
駆動装置に結合させて設けられたパルスエンコー
ダ２によりあるいは記録媒体から読みとられたパ
ルスにより検出され、モータ回転数のＮ倍（Ｎは
一般に正の整数）の周波数のパルス列信号f_Mとし
て出力される。パルスエンコーダ２の出力f_Mは２
系統に分けられ、一方は、Ｆ／Ｖ変換器３で速度
に応じた電圧信号に変換される。そして、他方は
位相比較器４に与えられ、水晶発振器５の出力を
分周器６で周波数１／Ｍ（Ｍは一般に１以上の数）
に分周した基準周波数信号f_Xと比較されて、該基
準周波数信号f_Xに対する位相ずれに対応するパル
ス幅を有する例えば第２図に示すようなパルス列
信号に変換される。この位相比較器４の出力f_P
は、例えば図示のようにパルス前縁（図では立上
り縁）が基準周波数信号f_X（第２図では示してい
ない）と周期Ｔが等しく且つ同期しており、パル
ス後縁（図示立下り縁）位置が位相ずれに応じて
相対的に変化してパルス幅が変化する。上記Ｆ／
Ｖ変換器３および位相比較器４の出力はそれぞれ
ローパスフイルタ７および８で高周波成分が除去
され加算器９でアナログ加算された後、PWM変
換器１０に変調波として与えられ信号電圧に応じ
たパルス幅のパルス列信号に変換される。この
PWM信号は電力増幅器１１で電力増幅されモー
タ１に供給される。

ところで、上述した例によれば電力増幅をアナ
ログ増幅で行なう場合でもPWM増幅で行なう場
合でも、位相比較結果を一旦アナログ信号化して
いる。回路のIC（集積回路）化はデイジタル回路
のほうが容易であるので、IC化による構成の簡
素化、小形化、高信頼化等のためにはアナログ回
路部分は少ない方がよい。また、第１図に示した
ようなPWM増幅を採用した方式にあつては、位
相比較器４で一種のPWM信号が得られているに
もかかわらず、これを一旦ローパスフイルタ８で
平滑しアナログ化した後Ｆ／Ｖ変換成分と合成
し、再びPWM信号に変換しており、構成が複雑
化するばかりでなく変換に伴なう誤差等の不都合
な成分の発生のおそれもあると考えられる。

〔考案の目的〕

本考案の目的は、簡単な構成でIC化が容易で
あり、しかも制御精度の向上も図り得るモータ制
御回路を提供することにある。

〔考案の概要〕

本考案は、第１図に示したごとくある種の位相
比較器では比較出力が一種のPWM信号として得
られることに着目し、これをそのままPWMに利
用するもので、上記位相比較器出力を鋸歯状波に
変換し、Ｆ／Ｖ変換器出力とアナログ的に加算す
るとともに基準レベルと比較して、合成PWM信
号を得ることを特徴としている。

〔考案の実施例〕

第３図〜第５図に本考案の一実施例の構成を示
す。

第３図は本実施例の全体構成を示すものであ
る。

第３図において、第１図と同様の部分には同符
号を付して示している。そして、この場合パルス
エンコーダ２の出力f_Mの２系統に分けた一方と、
位相比較器４の出力f_PとはPWM変調部１２に与
えられ、電力増幅器１１には該PWM変調部１２
の出力が与えられる。

第４図は上記PWM変調部１２の詳細な構成を
示すものである。

第４図において、１３はＦ／Ｖ変換器であり、
第１図に示したＦ／Ｖ変換器３と同様にパルスエ
ンコーダ２の出力f_Mを受けその周波数に反比例し
た電圧信号を出力する。１４は位相比較器４の出
力f_Pを鋸歯状波電圧に変換する鋸歯状波発生器で
ある。１５は第１図に示した加算器９とほぼ同様
の加算器であり、Ｆ／Ｖ変換器１３の出力電圧と
鋸歯状波発生器１４の出力電圧とをアナログ加算
する。１６は加算器１５の出力電圧を基準電圧
Vrと比較しこの場合加算器１５の出力電圧の方
が大きい期間に対応するパルス幅のパルス信号f_S
を出力するコンパレータ、１７はコンパレータ１
６に与える基準電圧Vrを発生する直流電源であ
る。

第５図は本実施例において用いている上記位相
比較器４の詳細な構成を示すものである。

第５図において、１８は分周器６から与えられ
る基準周波数信号の立上りを検出する立上り微分
回路１９はパルスエンコーダ２から与えられるパ
ルス列信号f_Mの立下りを検出する立下り微分回
路、２０は立上り微分回路１８の検出出力でセツ
トされ立下り微分回路１９の検出出力でリセツト
されるRS（セツト−リセツト）フリツプフロツプ
であり、RSフリツプフロツプ２０のＱ出力が信
号f_PとしてPWM変調部１２（の鋸歯状波発生器
１４）に与えられる。

次にこのような構成における動作について説明
する。

パルスエンコーダ２により直流モータ１の回転
速度が検出され、回転数のＮ倍のパルス列f_Mが出
力される。この速度パルス列信号f_Mは２系統に分
けられ、一方はPWM変調部１２に、そして他方
は位相比較器４にそれぞれ与えられる。位相比較
器４では、基準発振器としての水晶発振器５の出
力を分周器６で１／Ｍの周波数に分周した基準周
波数信号f_Xの立上りでRSフリツプフロツプ２０
がセツトされ、上記パルス列信号f_Mの立下りで該
RSフリツプフロツプ２０がリセツトされる。第
６図〜第８図にこの位相比較器４における入力信
号f_X，f_Mおよび出力信号f_Pの関係を示す。第６図
は基準周波数信号f_Xに対して速度パルス列信号f_M
が正常に同期している場合、第７図はパルス列信
号f_Mの位相が遅れている場合、第８図は該位相が
進んでいる場合をそれぞれ示している。この位相
比較器４の出力（RSフリツプフロツプ２０のＱ
出力）f_PはPWM変調部４の鋸歯状波発生器１４
に与えられ第９図に示す波形f_Lのように信号f_Pの
立上りと同時に電圧が一定の傾斜で上昇を開始
し、信号f_Pの立下りと同時にリセツトされる鋸歯
状波に変換される。したがつて、この鋸歯状波f_L
のリセツトのタイミングは速度パルス列信号f_Mの
位相によつて定まり、信号f_Mの位相が進めば早く
なり、遅れれば遅くなる。一方では上記速度パル
ス列信号f_MはＦ／Ｖ変換器１３でパルス繰り返し
周波数に反比例した電圧信号f_Vに変換される。上
記パルス繰り返し周波数に反比例した電圧信号f_V
と上記鋸歯状波f_Lとは加算器１５で第９図に示す
ようにアナログ加算され、コンパレータ１６で基
準電圧Vrと比較される。したがつてコンパレー
タ１６の出力f_Sは上記加算器出力（f_L＋f_V）が基
準電圧を越える期間に対応するパルス信号f_Sとな
り、このパルス信号f_Sはモータ１の回転速度に応
じて前縁、つまり立上り位置が変化し、回転位相
に応じて後縁、つまり立下り位置が変化し、回転
速度が遅いほどパルス幅が広くまた回転位相が遅
いほどパルス幅が広くなる。すなわちこのパルス
信号f_Sは回転速度検出成分と回転位相検出成分が
合成された値を変調波成分とするPWM信号であ
り、これが電力増幅器１１（通常、インバータ等
を用いたいわゆるスイツチング増幅器で構成され
ている）で増幅されてモータ１に供給され、速度
制御と位相制御が行なわれる。

このようにして、位相比較器４のPWM出力を
有効に利用してＦ／Ｖ変換器１３の出力と合成
し、速度と位相の双方に依存してパルス幅の変化
するPWM信号を得てモータ１を制御するため、
構成が簡単でしかも効率的であり、結果的には制
御精度も向上する。しかも、第１図に示した従来
回路に比しアナログ処理をする部分が減り、IC
化に適している。

なお、本考案は上述し且つ図面に示す実施例に
のみ限定されることなく、その要旨を変更しない
範囲内で種々変形して実施することができること
はいうまでもない。

例えば、上述の実施例ではＦ／Ｖ変換器１３は
入力周波数に反比例する電圧を出力するものとし
たが、入力周波数に比例する電圧を得るＦ／Ｖ変
換器を用い、この出力を逆極性として鋸歯状波発
生器１４の出力に加算（つまり減算）するように
したり、同様のＦ／Ｖ変換器出力に対して鋸歯状
波を逆極性としたり、Ｆ／Ｖ変換器出力を電源１
７で発生する基準電圧Vrに加算的に合成し位相
比較結果に基づく鋸歯状波と比較するようにした
りしてもよい。また位相比較器４の構成も上述し
たものに限らず実質的に上述と同等のPWM信号
出力の得られるものであればどのようなものでも
よい。

〔考案の効果〕

本考案によれば、簡単な構成でIC化が容易で
あり、しかも制御精度の向上も図り得るモータ制
御回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来回路の一例の構成を示すブロツク
図、第２図は同例における位相比較器の動作波形
図、第３図は本考案の一実施例における全体回路
構成を示すブロツク図、第４図および第５図は同
実施例の要部回路を詳細に示すブロツク図、第６
図〜第８図は同実施例における位相比較器の動作
を詳細に説明するための波形図、第９図は同実施
例の全体動作を説明するための波形図である。 １……直流モータ、２……パルスエンコーダ、
４……位相比較器、５……水晶発振器、６……分
周器、１１……電力増幅器、１２……PWM変調
部、１３……Ｆ／Ｖ変換器、１４……鋸歯状波発
生器、１５……加算器、１６……コンパレータ、
１７……直流電源、１８……立上り微分回路、１
９……立下り微分回路、２０……RSフリツプフ
ロツプ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 制御対象モータの回転速度検出用のパルスエン
   コーダの出力を受け基準周波数信号との位相差に
   応じて変化するパルス幅のパルス列を出力する位
   相比較器と、この位相比較器の出力を鋸歯状波に
   変換する鋸歯状波発生器と、上記パルスエンコー
   ダの出力を該出力の周波数に応じた電圧の直流信
   号に変換する周波数−電圧変換器と、この周波数
   −電圧変換器の出力と上記鋸歯状波発生器の出力
   とを加算的に合成するとともに基準電圧と比較し
   て上記制御対象モータに供給するパルス幅変調波
   を得る合成比較手段とを具備したことを特徴とす
   るモータ制御回路。